專利名稱：用于緩解符號間干擾的多信道光均衡器的制作方法
技術領域：
本發明通常涉及光均衡器的設置，具體涉及用于實現緩解符號間干擾的多信道光均衡器的方法和裝置。
背景技術：
在電學領域用來緩解數字光通信系統中多種損傷的均衡器已為人所熟知[參見附錄中參考文獻1-3]。已提出了在光領域中的均衡器，但還未得到展示[4]。所提出的均衡器為具有多個可調整相位參數的多級格型濾波器，參數是通過復雜的最優化算法選出，且每次僅補償一個波長信道。已有單損傷光補償器的展示[4a]，如色散(CD，chromaticdispersion)補償器[5-7]和偏振模式色散(PMD，polarization-modedispersion)補償器[8]，但這些針對的是一次僅一個損傷源。
所需的是，能夠同時補償多波長信號的多個波長信道，且需要很少可調整參數，以緩解符號間干擾的簡單多信道光均衡器。
發明內容
根據本發明，公開了一種用于實現能夠同時補償多個波長信道，且需要很少可調整參數，以緩解符號間干擾的，不甚復雜的單或多信道光均衡器的方法和裝置。根據本發明的另一方面，當本發明的光均衡器與半導體光放大器一起使用時，本發明的光均衡器能夠補償半導體光放大器的過沖和信號轉換惡化(degradation)。本發明的均衡方法及裝置極為簡單，僅具有兩個控制信號(在特殊情形中具有四個)，且還能同時補償多個波長信道。在一個實施例中，本發明的均衡器包含有50GHz(整數倍信道間隔)自由頻譜范圍的單馬赫—曾德爾干涉儀(MZI)和可調耦合器。在電均衡器術語中，本發明的均衡器屬于單抽頭(sigle-tap)線性均衡器[3]。本發明的均衡器可使不歸零編碼(NRZ)，載波抑制歸零編碼(CSRZ)，及其他可能受符號間干擾影響的的傳輸格式的性能大大提高。它可同時緩解多種損傷(impairment)，包括因發送機和/或接收機缺陷，濾波器頻帶變窄(filter narrowing)，CD，和PMD引起的那些損傷。本發明的均衡器在提高不歸零(NRZ)振幅移位鍵控(ASK)格式的性能方面尤其顯著，由于其格式生成和檢測成本最小，從而有重要意義。
更具體而言，本發明的光信號均衡器同時將光學系統中以預選調制比特率調制的一個或多個接收信號進行均衡，均衡器包括用于將光分為兩個或更多部分的具有可變耦合比的第一耦合器；具有兩個或更多支路的可控干涉儀單元，每個支路接收一個光部分，至少一個支路具有等于整數倍1/Δf的附加延遲，其中，Δf為用于光學系統中相鄰波長之間的信道間隔；至少一個具有可控延遲單元的支路，用于調整通過此支路的光的相對相位；和用于將來自支路的信號進行組合的第二耦合器。
在另一實施例中，使用兩個或更多均衡器單元來實現用于將以預選調制比特率調制的接收光信號進行均衡的光信號均衡器。
根據本發明對光學系統的光均衡器進行操作的方法，本發明對以預選調制比特率調制的接收光信號進行均衡，使用以下步驟將光分成兩個或更多可變部分；在兩個或更多部分之間產生差分延遲，其近似等于整數倍1/Δf，其中，Δf為用于光學系統中相鄰波長之間的信道間隔，
調整兩個或更多部分之中的一個的光相位，將兩個或更多部分組合成單個輸出，和由此實現可變調整，以緩解在接收光信號中的符號間干擾損傷。
參照附圖，根據后面的詳細描述，將更充分的理解本發明，其中圖1表示本發明的用于將在多波長系統中以預選調制比特率調制的一個或多個接收信號進行均衡的光信號均衡器的優選實施例。
圖2A和2B表示本發明的光信號均衡器的其他實施例。
圖3示意性顯示出本發明的均衡器針對接收光信號的效果。
圖4顯示使用第一和第二均衡器單元所實現的本發明光信號均衡器的另一實施例。
圖5A顯示出如圖4所示兩個均衡器單元的另一種設置，以及圖5B顯示出對于不同耦合器驅動電壓和固定相位電壓的條件下通過一個均衡器時得到的透射率。
圖6顯示出本發明對于不同信號損傷所測得的誤比特率(BER)隨光功率的變化。
圖7顯示出本發明在具有相同均衡器設置的條件下對于不同波長所測得的誤比特率(BER)隨光功率的變化。
圖8A顯示使用本發明的光均衡器所實現的自適應多波長光發送系統，以及圖8B顯示在多波長總線型結構中均衡器的應用。
圖9顯示如圖1所示均衡器的另一種設置。
圖10顯示包含有發送機，光放大器，本發明的光均衡器，和接收機的光發送系統的示意圖。
圖11顯示出不進行均衡和使用本發明的光均衡器進行均衡所獲得的從光放大器輸出的兩個數據信號的比較示意圖。
圖12顯示出在進行均衡和不進行均衡條件下所測得的對于給定誤比特率的接收機靈敏度隨輸入到光放大器的輸入功率的變化。
在以下描述中，在不同圖中相同的附圖標記表示相同的元件。另外在元件表示中，第一個數字表示該元件首次在圖中出現的圖號(例如，101首先出現在圖1)。
具體實施例方式
在數字二進制ASK系統中，性能通過在判決時間處的“眼”孔來測量。符號間干擾(ISI)是自比特時隙進入其他比特時隙的能量擴展，從而導致眼關閉。在性能由光放大器噪聲所限制的數字二進制ASK系統中，使眼關閉的主要原因是由于在“0”或“空號(space)”數據比特(如在圖3中的331，333)中信號能量出現不期望的自發輻射節拍[9-11]。若能提高“0”處的消光率(如，圖3中的371，373)，則能大大提高性能。在光放大系統中，由于信號自發輻射節拍噪聲(signal-spontaneous beat noise)，在空號(“0”)中的任何能量比傳號(mark)(“1”)級中的波動更成問題。本發明的光均衡器主要目的在于消除在判決時間處空號(“0”)中的能量。這就是對于多種損傷，光均衡器能夠比電均衡器更為有效的原因——在電學領域中為避免信號自發節拍噪聲而在接收機處對空號清零就太遲了。
本發明的均衡器是通過取每時刻處能量可控部分(例如，圖3中的341)并利用可控的相位調整對其加上±20ps，這與40Gb/s信號的比特周期特別接近(例如，圖3中的342)。例如，低成本的發送機對于在孤立空號(與傳號相鄰的空號)的消光比(extinction ratio)通常較差。均衡器可將來自周圍傳號的能量以180°的相位添加到這些空號上，以修整消光比。作為另一示例，第一階色散具有對稱復數脈沖響應(symmetric complex impulse response)。該均衡器能夠產生近似抵消色散的對稱復數脈沖響應。
圖1表示本發明的用于將光學系統中以預選調制比特率調制的一個或多個接收信號100進行均衡的光信號均衡器的優選實施例。本發明的均衡器包括，具有可變耦合比的用于將光分成兩個部分的耦合器101，支路(arm)102和103。可控干涉儀單元101-105具有兩個支路102和103，第一支路102接收所述兩個部分的第一部分，第二支路103接收兩個部分的第二部分。第一支路102具有產生等于整數倍1/Δf的附加延遲的附加路徑長度，Δf為用于光學系統中相鄰波長之間的信道間隔。這樣，當光學系統為多波長系統時，Δf為信道之間的間隔。當光學系統僅使用單波長時，如分插復用器，其中，Δf為該分插復用器可使用的相鄰波長之間的信道間隔。第一支路102具有可控的相位延遲104，用于調整所通過光的相對相位。注意，可控相位104具有±180度的范圍，這也可適用在第二支路103上。然后，耦合裝置105將來自第一和第二支路的信號部分組合，形成均衡化的輸出信號106。通過控制在支路102和103中兩個信號部分的相對光信號幅度101和相位104，本發明的均衡器改善了在判決點處“0”的消光比。盡管所示耦合器101具有可變耦合比以及耦合器105具有固定耦合比，耦合器105還可具有可變的耦合比。此外在另一實施例中，耦合器105可具有可變耦合比，而耦合器101具有固定耦合比。耦合器101，耦合器105，和/或相位延遲104可在廠家設置，或在具體應用時使其可調。
圖2A表示本發明的光信號均衡器的另一實施例。在該實施例中，與圖1相比不同之處僅在于，使用固定比耦合器201和可控發送單元201A實現圖1所示的可變耦合比耦合器101，固定比耦合器201具有兩個輸出支路，可控發送單元201A處在第一支路(如圖所示)或處在第二支路中，用于調整兩個部分的幅度比。這樣，固定比耦合器201和可控發送單元201A執行圖1中可變耦合比耦合器101的功能。由于圖1的實施例具有更低的損耗，從而它優于圖2A的實施例。
圖2B表示本發明的光信號均衡器的又一實施例。與圖2A相比，不同之處僅在于干涉儀200具有三個支路，其中三個支路中任意兩個支路的時間延遲差等于整數倍的1/(信道頻率間隔)。
參看圖3，可以看到在時域中的光信號，從而將理解本發明的均衡器如何改善在判決時間處“0”的消光比。如310所示為不歸零(NRZ)振幅移位鍵控(ASK)的光數據信號“010110”，它從發送機位置(如圖8的801)處發送出。諸如發送機和/或接收機缺陷，濾波器頻帶變窄和CD所引起的損傷導致一些能量從每比特(“1”比特)落入其相鄰比特(“0”比特)。對于此例，溢出的能量(spilled energy)與原始信號異相。如320所示，該信號損傷(impairment)為321和323。注意，比特312被定義為孤立比特，它與其相鄰的兩個比特不同。孤立比特將會把能量添加到其相鄰兩個“0”比特，如321和323所示。在“0”比特323中附加的能量還有來自“1”比特314所添加的能量。若不進行均衡，檢測器(平方律檢測器)將把具有功率如同330的信號進行解碼，而在該信號中，在“0”比特位置331和333中有較大能量。本發明如圖1所示的均衡器(或如圖4所示的均衡器400)具有如340所示的脈沖響應。它產生可控量的能量或補償信號342(使用可變比耦合器101)，并利用可控相位(可控延遲104)將其添加到距離+20ps(Δt比特)位置處的信號，這與40Gb/s信號的比特周期特別接近。
選擇如圖1所示均衡器的可控幅度101和相位104，以生成能量信號342，用來抵消由發送損傷而導致對相鄰比特所加的能量323，尤其使在判決點333處“0”中的功率最小化。在350中示出由如圖1所示均衡器得到的均衡結果。如356所示，圖1所示的均衡器將會補償距“1”比特315以后+20ps(Δt比特)的“0”比特326中的那部分損傷。然而要注意，圖1所示的均衡器僅補償在位于距離+20ps(Δt比特)處“0”比特323中由孤立比特311所導致的那部分損傷，但不會補償在“0”比特353中由“1”比特314所導致的部分損傷。同樣，在位于距離-20ps(Δt比特)處“0”比特331中由孤立比特311所導致的損傷，不會由如圖1所示均衡器得到補償。注意，需要第二均衡器420來補償在距離-20ps(Δt比特)處“0”比特位置處的損傷(即在“0”比特位置323處由“1”比特314所導致的損傷)。這樣的第二均衡器(在圖1中未示出)將以串聯連接，從而其輸出連接至如圖1所示均衡器的輸入。可按照與圖1所示第一均衡器1相同的方式實現和操作第二均衡器，除了要將耦合器101和105進行調整，以便使更長干涉儀的支路對脈沖響應的貢獻最優。這將參照圖4進行討論，第一均衡器還可如400所示實現，第二均衡器如420所示實現。
參照圖3和4，如在360中所示，第二均衡器420從比特362取可控量的能量(使用可變比耦合器423)并將其添加到在位置距離-20ps(Δt比特)處的361上。這將在后面進行討論，第二均衡器420的操作基本按與如圖1所示均衡器(或圖4的均衡器400)相同方式操作，只不過它影響距離-20ps處的“0”比特，而不是距離+20ps處的“0”比特。從而，如在370中所示，第二均衡器420補償“0”比特損傷351和353，以產生分別由371和373所示均衡化的“0”比特。
從而，本發明的均衡器尤其大大減少了在使用不歸零(NRZ)振幅移位鍵控(ASK)格式的數據信號傳輸中的誤比特率(BER)(由于更精確的“0”比特檢測)。本發明的均衡器還可大大改善載波抑制歸零(CSRZ)的性能，以及其他可能受符號間干擾影響的傳輸格式。它還可同時緩解多種損傷，包括因發送機和/或接收機缺陷，濾波器頻帶變窄，CD，和PMD引起的那些損傷。
概括而言，使用第一和第二均衡器(例如圖4的400和420)，可分別使“0”比特損傷321，323和326最小化至如371，373和376所示。注意，如果信道間隔等于N(整數)倍自由光譜范圍(FSR)(即，整數倍的1/Δf，其中，Δf為信道間隔)且數據比特率對于所有信道基本相同，上述兩個均衡器的均衡操作適用于光學系統。
圖4顯示使用第一均衡器單元400和第二均衡器單元420所實現的本發明光信號均衡器的另一實施例。第一均衡器400包括第一可變比耦合器411，可控干涉儀412，和第二可變耦合比耦合器413。可變比耦合器411包括固定比(例如，50/50)耦合器402和可控可變相位(0±90度)元件403。示意性表示出，每個可變比耦合器411和413可以較小馬赫—曾德爾干涉儀(MZI)(402，403，404)來實現，并且在一個支路上具有可控熱光相移器(thermooptic phase shift)402，在另一支路上增加四分之一波長長度。
耦合器單元411包括，用于在輸入401(注意未連接輸入401A)處接收光信號的固定比耦合器402，和用于控制應用到可控干涉儀412上光信號相對相位的可控可變相位元件403。可控干涉儀412包括通過兩個波導支路405和405A互連接的兩個固定比(例如，50/50)耦合器404和407。第一支路405具有等于整數倍1/Δf(其中，Δf為多波長系統接收光信號的信道間隔)的附加延遲，附加延遲近似等于一個調制比特周期。第一支路405還具有用于相對于414調整415相位的可控相移器406(0～360度)。耦合器407用于將來自支路405和405A的光信號再組合。耦合器單元413包括可控可變相位(0±90度)元件408和固定比(例如，50/50)耦合器402。可變比耦合器413接收來自可控干涉儀412波導支路405和405A的光信號，可控發送部件408調整進入耦合器409的光信號的相對相位。注意，可控發送單元403和408一起控制在均衡器400中的幅度調整。另外，均可將可控發送單元403和408放置在耦合器單元411和413的相同或相對的支路中。耦合器409將光信號組合，在輸出410上的輸出信號應用到第二均衡器單元420的下輸入(lower input)421A。在輸出410處，主要(main)的“1”比特信號為414，“0”比特補償或附屬信號(satellitesignal)為415。未連接耦合器409的第二輸出410A。示意性地表示出，可將可控干涉儀412實現為在一個支路中具有可控熱光相移器406并還具有等于整數倍1/Δf的附加延遲的MZI(404，406，407)。
第二均衡器420的實現與第一均衡器400相同。在均衡器420中，元件421至433按上述對于第一均衡器400的元件401至413相同的方式操作。不過，第二均衡器420的輸入421和421A與輸出430和430A的連接方式與第一均衡器400的輸入401和401A與輸出410和410A的連接方式不同。在均衡器400中，使用上輸入端口(upper inputport)401A和上輸出端口410，而在均衡器420中，使用下輸入端口421A和下輸出端口430A。從而，在均衡器420中，下輸入421A與均衡器400的上輸出410相連。均衡器420的輸出430A具有主要的“1”比特信號414，和頭部(+Δt比特)415及尾部(-Δt比特)434兩者的“0”比特補償或附屬信號。
控制#1A控制著均衡器400的可控相位延遲單元403，408，控制#1B控制著均衡器420的可控相位延遲單元423和428。控制#2對用于調整415相位的可控相移器406進行設置。控制#3對用于調整434相位的可控相移器426進行設置。實際多種損傷的脈沖響應是對稱的，從而在多種情形中，可通過以相同值驅動控制#1A和控制#1B，得到總共三個用于均衡器的控制。可控相移器406和426均可使用熱光相移器實現。可控干涉儀412和432都可用馬赫—曾德爾干涉儀實現。
從而，可使用串聯的具有可調耦合器的兩個相同MZI基本實現如圖4所示的均衡器，每一MZI具有50GHz的自由頻譜范圍。注意，還可使用如圖2所示固定耦合器實現可控干涉儀412和432，不過在MZI支路中具有可控衰減器。兩個MZI通過單模式連接，且該結構并非為網格結構[3]。本發明的結構對于控制更為簡單，并與網格結構相比有更弱的偏振及波長敏感性。在電均衡器術語中，如圖4所示本發明的均衡器屬于雙抽頭線性均衡器。其設計用以補償在整數倍50GHz網格(grid)上的40Gb/s信道。它可大大緩解多種符號間干擾損傷，如發送機帶寬及消光比限制，濾波器頻率變窄，色散，和偏振模式色散引起的那些損傷。該均衡器在提高不歸零(NRZ)振幅移位鍵控(ASK)格式方面尤為顯著，由于其格式生成和檢測成本最小，從而有重要意義。
圖5A顯示出如圖4所示兩個均衡器單元的另一種設置，以及圖5B顯示出對于不同耦合器驅動電壓和固定相位電壓條件下通過一個均衡器時測得的透射率。如圖5A所示，每個均衡器單元，如400，具有兩個可調耦合器，403和408，以及在一個支路中具有熱光相移器406。MZI的可調耦合器的這種偏置明顯減小了偏振相關損耗(PDL，polarization-dependent loss)。為使插入損耗最小化，在每個MZI400，420中的兩個耦合器應一直處于相同的值，從而將用于耦合器403，408，423，428的控制連接在一起作為控制#1。更為普遍的是，每個均衡器單元400和420的耦合器都可具有各自的控制，控制#1A和控制#1B。從而，這樣的均衡器將具有四個控制信號，每個控制信號對以下近似一個進行控制均衡器脈沖響應的左和右附屬信號脈沖(參見圖3中的342，361)的振幅和相位。此外，大體上僅對信道失真起足夠重要作用的較高階的色散將需要不對稱均衡器脈沖響應(這將對均衡器400的耦合器403，408需要不同的控制信號電壓控制#1A，對均衡器420的耦合器423，428需要不同的控制信號電壓控制#1B)。參看圖4，假設沒有起重要作用的較高階色散，從而所有的耦合器連接至相同的電壓源控制#1。這樣，僅使用三個控制信號的控制#1，#2，和#3，即可獲得在以下部分中所給出的效果。圖5B顯示出對于不同耦合器驅動電壓和固定相位電壓的條件下通過一個均衡器時測得的透射率。由于不良(imperfect)的方向耦合比，不會將紋波線501完全調至零。光線至光纖的插入損耗，包括一個連接器，為2.0dB，且對于一級，PDL＜0.5dB。
圖9顯示光均衡器的另一實施例。在此情形中，兩次使用相同的干涉儀900。信號一旦經過干涉儀900，通過單向元件901諸如光隔離器或循環器，并再進入干涉儀900。第一次經過將產生在脈沖響應一側的附屬信號(415)，第二次經過將產生在另一側的附屬信號(434)。該配置的優點在于，僅需要一個干涉儀。缺點是，脈沖響應附屬信號的幅度和相位不能按圖4的實施例進行獨自控制。
均衡器效果對于工作在40Gb/s的光發送系統，經常使用歸零編碼(RZ)格式，主要用來提高ISI容限。例如，RZ格式表現出增大偏振模式色散(PMD)的容限。不過，RZ格式通常需要兩個調制器來產生該效果，使得RZ發送機昂貴，復雜，并有損耗。當在NRZ ASK系統中使用本發明的均衡器時，可明顯減少這些低成本格式的ISI損傷。實際上，本發明展示出單個均衡器可同時對于所有信道大大緩解ISI，而無需任何動態控制。
圖6示意性顯示出用于補償差分組延遲(DGD，differential-group-delay)和偏振模式色散(PMD)的本發明均衡器的性能改善。在圖6中，空心和實心符號分別表示沒有和具有均衡器，且數據為40GBs，231-1模式。對于最差性能的情形設置DGD PMD仿真器輸入偏振，然后在具有和不具有本發明均衡器的條件下進行測量。為緩解最差情形DGD而設置均衡器之后，然后改變輸入偏振，發現BER從來不會變差。為進一步得到證實，在仿真器之前插入偏振擾動器(polarization scrambler)，并測量平均BER，如圖6中菱形符號所示。從而，可將該均衡器用作無反饋的PMD緩解器(PMDmitigator)。注意，在真正意義上，該均衡器并不補償PMD——它僅使脈沖變尖，提高PMD容限，且采用方式與采用RZ格式相似。
本發明的均衡器可同時以不同的設置(未示出)緩解三種損傷，過濾，CD，和PMD，的影響。在所有三種損傷的情形中，均衡器采用較高差錯低限的信號并使其以合理靈敏度無差錯。
為驗證該均衡器可同時對多種信道緩解損傷的影響，采用16個信道，100GHz信道間隔，在ITU網格上，通過+95ps/nm CD和高斯帶通(Gaussian-passband)解復用器。對信道10進行優化，然后，不改變任何均衡器的控制，對于每第三個信道，測量具有和不具有該均衡器的性能。從圖7可以看出，均衡器同時改善了所有信道性能。圖7顯示出在具有相同均衡器設置對于不同波長的條件下所測得的誤比特率(BER)隨光功率的變化。在線中采用+95ps/nm CD和高斯帶通解復用器。
圖8A顯示應用本發明的均衡器作為用于多波長發送系統的自適應均衡器。在圖8A中，自發送機801的多個波長在復用器802中復用在一起，并通過光通路803發送。在接收機位置，本發明的自適應均衡器804對所有接收的復用信道均衡。在解復用器805中將自均衡器804的輸出解復用。連接差錯檢測器806，以接收輸出到一個接收機信道807的其中一個解復用后的波長。從差錯檢測器806得到的誤比特率(BER)通過通路808發送到控制單元809。控制單元809產生應用到均衡器804的幅度和相位控制信號。通過從差錯檢測器806傳到控制單元808和均衡器804的反饋環路，使均衡器設置能夠自適應地使如圖8A所示發送系統每個信道的差錯率最小化。圖中示意性地顯示出，控制單元808可先嘗試增大對均衡器804的幅度控制信號，如果自檢測器得出的BER增大，則控制單元808將減小幅度信號以減小BER，否則繼續增大幅度控制信號，直至BER增加。可繼續該操作，直至獲得最小的BER。注意，對于啁啾(chirp)控制，一般需要相位控制信號(通常由于CD和發送機)。如果啁啾不大可能變化，可不需要相位控制信號，僅使用幅度控制信號。均衡器還可放置在解復用器和接收機之間(位置823)。不過，應強調的是，本發明的均衡器還有效用于被動模式中，不存在動態調整。在這樣的情形中，均衡器可放置在發送機和復用器之間(位置821)或僅在復用器之后(位置822)。注意，在僅一個信道通過均衡器的情形中，采用本發明的均衡器更為有利，這是由于從而可對系統中其他信道使用相同的均衡器和設置，例如，簡化庫存(inventory)。
圖8B顯示在多波長總線型結構中可放置均衡器的多個位置。多波長發送機830與圖8A所示相似。沿連接光濾波器841，851等以及接收機843，853的總線860，具有耦合器840，850等。可將本發明的均衡器(未示出)放置在包括位置861，862，863，或864的多個位置中的其中一個位置。在多種情形中，優選位置862，這是由于在這樣的情形中可同時均衡所有波長信道。
最后，由于該均衡器可通過平面光波電路技術制得，從而它可集成其他功能，如解復用器，分插濾波器，或動態增益均衡濾波器。
對于非線性失真的均衡上述關于均衡化的討論集中在線性處理過程引起的符號間干擾。下面，將討論關于對半導體光放大器(SOA)引起非線性失真的均衡化。
圖10顯示包含有光發送機1001，光設施1002，半導體光放大器(SOA)1003，本發明的光均衡器1004，光設施1005，和光接收機1006的光發送系統的示意圖。注意，可在多種可選的設置中實現光發送系統，如圖10所示。例如，如果需要，可在均衡器1004和光設備1005之間添加另外的SOA1007(注意圖10表示為“1107”)。可將SOA1003與光均衡器1004(以及第二個SOA1007)集成在一起作為共同元件，并可將其放置在系統的中間節點處。或者，可將SOA1003和光均衡器1004在發送機節點處與光發送機1001共同放置，其中可將光發送機1001，放大器1003，和光均衡器1004都集成在一起。還要注意，在發送機節點處，可顛倒放置放大器1003和光均衡器1004。在另一實施例中，可將SOA1003和光均衡器1004在接收機節點處與光接收機1006共同放置，此時，可將放大器1003，光均衡器1004，和光發送機1001都集成在一起。注意，在接收機節點處，放大器1003將通常放置在光均衡器1004的前面，但若需要也可將順序顛倒。
在包含有光發送機(1001)，SOA1003，和光接收機的示意性光學系統中，將使用和不使用本發明均衡器的條件下獲得的性能進行比較。SOA1003為商業上可獲得的偏置電流200mA條件下1550nm處光纖到光纖的小信號增益為18dB的SOA。光發送機包括193.4THz(1550.12nm)的外腔激光器和以40Gb/s處使用不歸零(NRZ)數據信號進行調制的無啁啾效應(chirp-free)LiNbO3調制器。以從-3dBm至-12dBm變化的輸入功率，使調制光進入SOA，以研究由SOA的非線性所導致的BER惡化。若給定的BER為10-9，對于偽隨機比特流(PRBS)231-1，本發明的均衡器在接收機靈敏度方面提高5dB。圖11顯示出，對于BER為10-9，對SOA輸入不同功率，在不進行均衡和進行均衡的條件下接收機的靈敏度。
本發明的均衡器減小了在上升沿“1”比特上，即從“0”至“1”的轉變處，的過沖。這可在圖12中看出，其顯示出在經SOA后使用快速光檢測器得到的均衡器對于一些失真數據模式的效果(虛線)。在圖12中，均衡器減弱了在“1”比特中的過沖1201，使由“1”到“0”的轉換(transition)1202變尖銳，并可平坦化在NRZ流中較長的“1”比特串1203。由SOA引起的過沖1201導致了數據流的平均功率增大，并從而產生功率代價。這樣，使用本發明的均衡器1004減少了以這些過沖和信號轉換為特征的光信號惡化。然而，與在上升沿的過沖可明顯增大在接收機中的符號間干擾ISI的事實相比，該性能改善較小。這是由于當存在噪聲時為使其性能最優化，接收機帶寬通常約為0.7倍比特速率。該電濾波導致任何過沖都溢到相鄰比特時隙。從而，在該情形中本發明的主要優點在于減少過沖，并從而減少在接收機中由電ISI所導致的代價。
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權利要求
1.一種用于將光學系統中以預選調制比特率調制的一個或多個接收信號進行均衡的光信號均衡器，所述均衡器包括用于將光分為兩個或更多部分的具有可變耦合比的第一耦合器；具有兩個或更多支路的可控干涉儀單元，每個支路接收一個部分，至少一個支路具有等于整數倍1/Δf的附加延遲，其中，Δf為用于光學系統中相鄰波長之間的信道間隔；至少一個具有可控延遲單元的支路，用于調整通過此支路的光的相對相位；和用于將來自所述支路的信號進行組合的第二耦合器。
2.根據權利要求1的光信號均衡器，其中，光學系統為多波長系統，且其中，Δf為多波長系統相鄰波長之間的信道間隔。
3.根據權利要求1的光信號均衡器，其中在干涉儀單元中支路的數量為兩個，且可變耦合比耦合器包括用于將光信號分為兩個部分的第一耦合器；用于將第一耦合器與第二耦合器相連的兩個支路；其中，第一或第二支路具有用于調整可變耦合比的可控相位單元；和用于將所述兩個部分組合的第二耦合器。
4.根據權利要求1的光信號均衡器，其被設置用于補償在接收信號的邏輯“0”比特中頭部或尾部的符號間干擾。
5.根據權利要求1的光信號均衡器，用于改善由符號間干擾或者導致符號間干擾的失真損傷的接收信號的誤比特率(BER)。
6.一種用于將以預選調制比特率調制的接收光信號進行均衡的光信號均衡器，所述均衡器包括兩個或更多的均衡器單元，第一均衡器單元包括用于將光分為兩個部分以及用于調整第一或第二光部分之中一個部分相位的第一耦合器；具有兩個支路的可控干涉儀單元，第一支路接收兩個部分的第一部分，第二支路接收兩個光部分的第二部分，第一支路具有近似等于一個調制比特周期的附加延遲，以及還包括位于第一或第二支路中用于調整所通過的第一或第二光部分幅度的可控延遲單元；第二耦合器，用于接收兩個部分的兩束光，并調整由第一耦合器調整的相同的第一或第二光部分的相位，以及用于將第一或第二光部分組合成單個輸出信號；和第二均衡器單元，包括與第一均衡器單元的單個輸出相連的第一耦合器，用于將光分為兩個部分以及用于調整第一或第二光部分之中一個部分的相位；具有兩個支路的可控干涉儀單元，第一支路接收兩個部分的第一部分，第二支路接收兩個光部分的第二部分，第一支路具有近似等于一個調制比特周期的附加延遲，以及還包括位于第一或第二支路中用于調整所通過的第一或第二光部分幅度的可控延遲單元；和用于接收兩個部分的兩束光，并調整由第一耦合器調整的相同的第一或第二光部分的相位，以及用于將第一或第二光部分組合成光信號均衡器的輸出信號的第二耦合器。
7.一種用于對以預選調制比特率調制的接收光信號進行均衡的光學系統的光均衡器進行操作的方法，包括步驟將光分成兩個或更多可變部分；在兩個或更多部分之間產生差分延遲，其近似等于整數倍1/Δf，其中，Δf為用于光學系統中相鄰波長之間的信道間隔；調整兩個或更多部分之中的一個的光相位；將兩個或更多部分組合成單個輸出，由此實現可變調整，以緩解在接收光信號中的符號間干擾損傷。
8.根據權利要求2的光信號均衡器，其作為包括與光通路相連的多波長發送機的光學系統的一部分，所述光均衡器連接在系統中多個位置中的一個，所述多個位置包括緊接在多波長發送機內的發送機之后，緊接在多波長發送機之后，或在光通路內。
9.根據權利要求2的光信號均衡器，其作為光通路與多波長接收機相連的光學系統的一部分，所述光均衡器連接在系統中多個位置中的一個，所述多個位置包括在光通路內，緊接在多波長接收機之前，或緊接在多波長接收機內的接收機之前。
10.根據權利要求1的光信號均衡器，其作為包括通過光通路與一個或更多個接收機相連的一個或多個發送機的光學系統的一部分，所述光均衡器連接在系統中多個位置中的一個，所述多個位置包括發送機的輸出，在光通路內，或接收機的輸入。
11.根據權利要求1的光信號均衡器，其作為包括與光通路相連的一個或多個發送機的光學系統的一部分，所述光均衡器連接在系統中多個位置中的一個，所述多個位置包括發送機的輸出，或在光通路內。
12.根據權利要求1的光信號均衡器，其作為包括與一個或多個接收機相連的光通路的光學系統的一部分，所述光均衡器連接在系統中多個位置中的一個，所述多個位置包括在光通路內，或到接收機的輸入。
13.一種使用在包含有半導體光放大器和光信號均衡器的光學裝置中的方法，所述方法用于對自光學裝置的輸出信號惡化進行控制，所述方法包括步驟接收以預選調制比特率所調制的光信號；將接收信號光分成兩個或更多可變部分；在兩個或更多部分之間產生差分延遲，其近似等于整數倍1/Δf，其中，Δf為用于光學系統中相鄰波長之間的信道間隔；調整兩個或更多部分之中的一個的光相位；將信號組合成單個輸出信號，由此實現可變調整，以對輸出信號惡化進行控制。
14.根據權利要求1的光信號均衡器，其與用于光學系統中的半導體光放大器相連，光信號均衡器和光放大器位于所述系統中多個位置中至少一個位置，所述多個位置包括在光學系統的光發送機，光節點，或光接收機內。
15.根據權利要求14的光信號均衡器，其中光學系統包括至少一個連接在光信號均衡器前、后、或前后均有的半導體光放大器。
全文摘要
一種改進的，用于緩解符號間干擾，可同時補償單或多波長信道且需要很少可調整參數的多信道光均衡器方法和裝置。該光均衡器還可補償半導體光放大器的過沖和信號轉換惡化。均衡器單元僅具有兩個控制信號，一個用于控制信號幅度，一個用于控制信號相位，然而它還能夠同時補償多個波長信道。均衡器包括具有可控耦合比用于將光分成兩個部分的耦合器和具有兩個支路的可控干涉儀單元，一個支路具有等于整數倍1/Δf的附加延遲，其中Δf為用于在光學系統中相鄰波長之間的信道間隔。可控干涉儀單元在第一或第二支路中還具有可控延遲，用于調整通過光的相對相位。耦合器將來自第一和第二支路的兩個信號部分組合形成均衡化的輸出信號。
文檔編號H04B10/18GK1571307SQ200410031508
公開日2005年1月26日 申請日期2004年3月22日 優先權日2003年3月20日
發明者瑟薩馬哈瓦·查德拉瑟哈, 安德魯·R·查普萊維, 克里斯托弗·R·多爾, 皮特·J·文澤 申請人:朗迅科技公司