專利名稱：用于頻譜高效高速傳輸?shù)牡浉蓴_消除和濾波的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及遠(yuǎn)程通信領(lǐng)域，更具體地，涉及在多輸入多輸出(MIMO)遠(yuǎn)程通信系統(tǒng)的接收側(cè)上使用的迭代軟干擾消除器(I-SIC)。
背景技術(shù)：
因特網(wǎng)的廣泛使用促進(jìn)了特別是在移動(dòng)環(huán)境(由于其便攜性和方便性)下的更可靠、更舒適以及更高效的通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。所謂第三代(3G)系統(tǒng)正在被引入以在高質(zhì)量語音消息傳輸之外還支持?jǐn)?shù)百kbps的數(shù)據(jù)服務(wù)，并且在第三代伙伴項(xiàng)目(3GPP)中也在對(duì)其升級(jí)版本高速下行分組接入(HSDPA)進(jìn)行討論和標(biāo)準(zhǔn)化，以提供更高比特率的服務(wù)。但是，即使當(dāng)HSDPA使用自動(dòng)重復(fù)請(qǐng)求(ARQ)和自適應(yīng)調(diào)制編碼方案(AMCS)時(shí)，可實(shí)現(xiàn)的比特率仍被限制至10Mbps。但是，用戶對(duì)數(shù)據(jù)速率的要求需要約100Mbps，以便即使在移動(dòng)的情形下也可以享受流視頻、高速因特網(wǎng)連接等等。
在物理層實(shí)現(xiàn)高速傳輸?shù)囊环N公知方法是擴(kuò)展帶寬。Atarashi等提出了可變擴(kuò)頻因子正交頻分與碼分復(fù)用(VSF-OFCDM)，其在戶外環(huán)境中采用130MHz帶寬來實(shí)現(xiàn)100Mbps。但是由于其非常高的采樣速率此方法需要非常高速的數(shù)字-模擬以及模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器。因此，功率消耗，特別是在用戶設(shè)備中的功率消耗將成為一個(gè)問題。另一個(gè)問題是這樣寬的帶寬引起過度的多路延遲，這使得其合適的接收器難以設(shè)計(jì)和操作。
提高頻譜效率的另一種方法是采用更高階的調(diào)制方案。事實(shí)上，IEEE802.11a利用64 QAM，以便對(duì)于室內(nèi)無線局域網(wǎng)(LAN)系統(tǒng)用20MHz來實(shí)現(xiàn)54Mbps。但是，如果我們考慮在移動(dòng)環(huán)境中應(yīng)用此方案，則64QAM將不再是高效的，因?yàn)槠淠透蓴_性不如QPSK。此外，將需要大大增加的傳輸功率來補(bǔ)償其不佳的錯(cuò)誤率性能。
另一方面，空間多路復(fù)用技術(shù)，例如所謂的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)，近來已經(jīng)獲得了很大的關(guān)注。信息理論結(jié)果表明MIMO系統(tǒng)的容量隨著發(fā)射天線和接收天線的數(shù)量的最小值線性增大。在MIMO系統(tǒng)中，最嚴(yán)重的問題是來自其他發(fā)射天線的干擾。Foschini等等提出了貝爾實(shí)驗(yàn)室分層時(shí)空(BLAST)體系結(jié)構(gòu)，以實(shí)現(xiàn)高速無線傳輸和使用干擾消除和抑制的相應(yīng)檢測(cè)算法。但是，當(dāng)與糾錯(cuò)編碼相結(jié)合時(shí)，此方案并不是高效的，因?yàn)闄z測(cè)器和解碼器中的處理是分開進(jìn)行的。在另一方面，雖然當(dāng)聯(lián)合操作而用于檢測(cè)器和解碼器時(shí)，最大后驗(yàn)概率(MAP)算法被認(rèn)為是最優(yōu)的，但是計(jì)算的復(fù)雜度過高。
發(fā)明內(nèi)容
因此，為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的此類問題和其他問題，本發(fā)明公開了濾波之前的低復(fù)雜度迭代軟干擾消除器(SIC)，以在Turbo編碼的MIMO系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)頻譜高效率傳輸。在此算法中，軟信息以Turbo方式在解調(diào)器和解碼器之間交換，以持續(xù)消除和抑制來自其他天線的干擾，并恢復(fù)信息符號(hào)。可以根據(jù)最小均方差(MMSE)算法進(jìn)行濾波，或者為了減小復(fù)雜度，濾波可以是匹配濾波(MF)而不是MMSE濾波，或者是它們的某種組合。
在一個(gè)實(shí)施例中，本發(fā)明包括將從多個(gè)接收天線中的每一個(gè)所接收到的信號(hào)提供給多個(gè)干擾消除器中的每一個(gè)，至少一個(gè)干擾消除器對(duì)應(yīng)于每個(gè)所述的發(fā)射信號(hào)，每個(gè)干擾消除器消除其對(duì)應(yīng)的發(fā)射信號(hào)的干擾。在每個(gè)干擾消除器中，通過將所接收到的信號(hào)與所發(fā)射信號(hào)的估計(jì)進(jìn)行比較，并消除除對(duì)應(yīng)的發(fā)射信號(hào)之外的所有其他信號(hào)來消除干擾。
在另一個(gè)實(shí)施例中，本發(fā)明包括產(chǎn)生來自所有發(fā)射天線的發(fā)射信號(hào)的估計(jì)以用于每個(gè)干擾消除器中，將信道系數(shù)矩陣乘以每個(gè)估計(jì)，所述信道系數(shù)矩陣可以由所傳遞的已知導(dǎo)頻符號(hào)而得到，從所接收到的信號(hào)中減去每個(gè)估計(jì)和信道系數(shù)矩陣所得到的乘積，得到所述乘積中的每一個(gè)和所接收到的信號(hào)中的每一個(gè)之間的對(duì)應(yīng)的差?？梢詫V波權(quán)重向量乘以每一個(gè)對(duì)應(yīng)的差，在每一次迭代中濾波權(quán)重向量選擇性地選自MF方案或MMSE方案?；谒霾詈退鰹V波權(quán)重向量所得到的乘積，解碼所接收到的信號(hào)。如果不滿足預(yù)定的中斷標(biāo)準(zhǔn)，則使用所解碼的信號(hào)來產(chǎn)生用于隨后的干擾消除迭代的估計(jì)?？梢缘剡M(jìn)行所述方法，直到滿足預(yù)定的中斷標(biāo)準(zhǔn)。
本發(fā)明包括在此所描述的消除方法，以及實(shí)施此方法的裝置。根據(jù)本發(fā)明的可操作來消除干擾的接收器和干擾消除器位于這些裝置之中。
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的發(fā)射器；圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的迭代軟干擾消除(I-SIC)接收器的示例性實(shí)施例；圖3另外詳細(xì)地示出了單個(gè)軟干擾消除器(SIC)的構(gòu)造；圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的2-發(fā)射器/2-接收器MIMO系統(tǒng)的模擬FER性能；和圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例的4-發(fā)射器/4-接收器MIMO系統(tǒng)的模擬FER性能。
具體實(shí)施例方式
圖1示出了一般的發(fā)射器10的構(gòu)造。輸入數(shù)據(jù)比特流12首先由Turbo編碼器14進(jìn)行編碼，并被饋給調(diào)制器16以生成復(fù)雜基帶符號(hào)18。在此實(shí)施例中，采用使用格雷映射(Gray mapping)的QPSK調(diào)制。但是，本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到容易將下面的說明擴(kuò)展到其他調(diào)制方案。QPSK符號(hào)被符號(hào)交織器(symbol interleaver)20隨機(jī)地交織，并在S/P轉(zhuǎn)換器22中進(jìn)行串聯(lián)-并聯(lián)(S/P)轉(zhuǎn)換。為了使接收器所受到的干擾和信道隨機(jī)化，交織器20是必要的。已S/P轉(zhuǎn)換的nT個(gè)符號(hào)流被從nT個(gè)天線24同時(shí)發(fā)射，共用相同的頻帶。當(dāng)使用正交頻分復(fù)用(OFDM)和/或擴(kuò)頻時(shí)，在S/P轉(zhuǎn)換器之后對(duì)每個(gè)符號(hào)流使用快速傅立葉逆變換(IFFT)26和/或擴(kuò)展(spreading)?？蛇x地，還可以通過適當(dāng)?shù)难b置28以本領(lǐng)域公知的方式插入保護(hù)間隔(guard interval)。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的一般的迭代軟干擾消除(I-SIC)接收器30的示例性實(shí)施例。信號(hào)在nR個(gè)天線32中的每一個(gè)處被接收。如必要的話，通過適當(dāng)?shù)难b置34從每個(gè)所接收到的流中去除保護(hù)間隔，并進(jìn)行FFT 36。接著，由nT個(gè)并行SIC 38利用來自軟符號(hào)估計(jì)器40的軟估計(jì)量來去除干擾符號(hào)。在第一次迭代中，估計(jì)量可以是零，之后就從前一步驟中獲得。然后，通過并行-串行(P/S)轉(zhuǎn)換器42和去交織器44，將已消除干擾的符號(hào)饋給對(duì)數(shù)似然比(LLR)計(jì)算器46。在LLR計(jì)算器46中，基于SIC 38的輸出、符號(hào)星座(symbol constellation)和Turbo解碼器48的輸出計(jì)算所有碼比特的LLR。隨后，只有在LLR計(jì)算器中所計(jì)算出的外信息(extrinsic information)被迭代饋給Turbo解碼器48進(jìn)行解碼，其將在下文中進(jìn)行進(jìn)一步描述。
一般地，在非迭代接收器中，Turbo解碼器48輸出信息比特的LLR，并作出決定來恢復(fù)數(shù)據(jù)流。但是，在根據(jù)本發(fā)明的迭代接收器中，除最后一次迭代之外碼比特需要LLR來進(jìn)行對(duì)所發(fā)射符號(hào)的軟估計(jì)。同樣，外信息應(yīng)被反饋給LLR計(jì)算器。因此，稍稍修改Turbo解碼器以這樣實(shí)現(xiàn)，所產(chǎn)生的碼比特的LLR然后被饋給軟符號(hào)估計(jì)器40。在本發(fā)明的一個(gè)示例性實(shí)施例中，Turbo解碼器48使用Max-Log-MAP算法。下面，將更詳細(xì)地說明SIC 38、LLR計(jì)算器46和軟符號(hào)估計(jì)器40的操作。
圖3示出了第k個(gè)SIC 38的構(gòu)造。下面將把討論集中在某個(gè)符號(hào)瞬時(shí)。所接收的信號(hào)可以寫為y＝Hx+n (式1)其中，y、H、x和n分別為所接收到的信號(hào)向量、信道系數(shù)矩陣、發(fā)射符號(hào)向量和環(huán)境高斯噪聲向量，并可以表示為(式2)x=(x1,x2,...xnR)T,andn=(n1,n2,...nnR)T]]>第k個(gè)SIC 38的目標(biāo)是消除對(duì)于第k個(gè)發(fā)射的信號(hào)流的干擾信號(hào)。為了實(shí)現(xiàn)此目標(biāo)，來自前次迭代的估計(jì)信號(hào)被用作所發(fā)射符號(hào)的復(fù)制，并用于從所接收的信號(hào)中消除除第k個(gè)信號(hào)之外的所有信號(hào)。
在所發(fā)射的信號(hào)的軟估計(jì)中，如在圖4的下部中所示的，第k個(gè)信號(hào)被零(0)所代替。在每一個(gè)乘法結(jié)點(diǎn)50處，信道矩陣和軟符號(hào)向量相乘，并在數(shù)個(gè)加法結(jié)點(diǎn)52中的每一個(gè)中將乘積從所接收的信號(hào)中減去，我們得到y(tǒng)k=y-Hx~k,k=1,2,...nT]]>(式3)其中，yk和 分別代表第k個(gè)流的已消除干擾的所接收到的信號(hào)向量以及xk的軟估計(jì)，并可以表示為yk＝(yk，1，yk，2，...yk，JIR)T和x~k=(x~1,x~2,...x~k-1,0,x~k+1,x~nT)T.]]> 的計(jì)算將在下文中詳細(xì)地說明。
在每一個(gè)SIC中產(chǎn)生給定迭代的輸出之前，利用由濾波權(quán)重計(jì)算器54所確定的濾波權(quán)重而對(duì)nR個(gè)并行流濾波。在這種情況下，因?yàn)閥k包含剩余的干擾，特別是在迭代處理的開始，所以我們將應(yīng)用最小均方估計(jì)器(MMSE)濾波以使濾波輸出的方差最小。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將理解，考慮到在有效性和處理效率兩方面的相對(duì)增益或損耗，匹配濾波(MF)技術(shù)也是合適的。
用理想輸出來使均方差最小時(shí)，MMSE濾波的權(quán)重向量由下式定義wk＝arg min E{|wHyk-xk|2}(式4)在此情況下，wk由S.Haykin的“Adaptive Filter Theory”(Prentice Hall，1996)給出wk＝R-1p (式5)其中，R和p分別對(duì)應(yīng)于所接收的符號(hào)向量的相關(guān)矩陣以及所接收的符號(hào)向量和所期望的輸出之間的相關(guān)向量。然后，R可以表示為R=E[ykykH]]]>=E[{H(x-x~k)+n}{H(x-x~k)+n}H]]]>(式6)=E[H(x-x~k)(x-x~k)HHH+H(x-x~k)nH+n(x-x~k)HHH+nnH]]]>=HE[(x-x~k)(x-x~k)H]HH+E[nnH]]]>雖然E[(x-x~k)(x-x~k)H]]]>與協(xié)方差矩陣是匹配的，但因?yàn)?中的每個(gè)元素都是獨(dú)立的，所以協(xié)方差矩陣變成對(duì)角陣。除第k個(gè)外其他所有元素由下式計(jì)算
(Vk)i=E[(xi-x~i)(xi-x~i)*]]]>=E[|xi|2]-E[|x~i|2]]]>(式7)=1-|x~i|2]]>而對(duì)i＝k，(Vk)i變?yōu)?。第二項(xiàng)也變成元素為σ2的對(duì)角陣。因此，式6變?yōu)镽=HVkHH+σ2InR]]>(式8)其中，σ2是高斯噪聲的方差。
另一方面，p可以計(jì)算為p=E[ykxk*]]]>=E[{H(x-x~k)+n}xk*]]]>(式9)=HE[(x-x~k)xk*]]]>=hk]]>因此，求解式4，基于MMSE標(biāo)準(zhǔn)的權(quán)重向量可以由下式給出wk=(HVkHH+σ2InR)-1hk]]>(式10)最后，從第k個(gè)流的濾波輸出為zk=wkHyk]]>(式11)濾波輸出zk又被認(rèn)為具有zk＝μkxk+vk的形式，其中。μk和vk分別表示等價(jià)衰落系數(shù)和噪聲。從上述的推導(dǎo)，我們有μk=wkHhk]]>(式12)另一方面，在此定義為rk2的vk的方差為rk2≡Var.(υk)]]>=E[υk2]-E[υk]2]]>(式13)=E[|zk-μkxk|2]]]>=E[|zk|2]+E[|μkxk|2]-E[zkμk*xk*]-E[zk*μkxk]]]>式13中的每一項(xiàng)如下計(jì)算
E[|zk|2]=E[(wkHyk)(wkHyk)*]]]>=wkHE[ykykH]wk]]>=wkH(HVkHH+σ2InR)wk]]>=wkHhk]]>=μk]]>E[|μkxk|2]=μk2]]>E[zkμk*xk*]=μk*xk*E[zk]]]>=μk*xk*μkxk]]>=μk2]]>E[zk*μkxk]=E[zk*]μkxk]]>=μk*xk*μkxk]]>=μk2]]>(式14)因此，我們得到rk2≡Var.(υk)=μk-μk2]]>(式15)如式10所示，MMSE濾波包括nR×nR矩陣的矩陣求逆。因此，有時(shí)它會(huì)引起計(jì)算的問題，特別是在接收天線的數(shù)量較大的情況下。因此，我們還將提出匹配濾波的方案，其中將權(quán)重wk簡單地取為信道向量，也就是wk＝hk。
然后，相應(yīng)的等價(jià)衰落系數(shù)和噪聲方差可以計(jì)算為μk=hkHhk]]>(式16)rk2≡Var.(υk)]]>=E[|zk-μkxk|2]]]>=E[|zk|2]-μk2]]>(式17)=wkH(HVkHH+σ2InR)wk-μk2]]>=hkH(HVkHH+σ2InR)hk-μk2]]>hkHHVkHHhk+σ2hkHhk-μk2]]>=Σj=1nT(Vk)j|hkHhj|2+σ2μk-μk2]]>根據(jù)本發(fā)明的干擾消除器不限于任何一種濾波方法。例如，根據(jù)最少包括SNR(信噪比)、SNIR(信噪改善比)、BER、FER、BLER、LLR的若干標(biāo)準(zhǔn)中的一個(gè)，可以對(duì)每一次迭代自適應(yīng)地選擇計(jì)算濾波權(quán)重的方法?？梢愿鶕?jù)所進(jìn)行的迭代的次數(shù)來選擇濾波方法，其中在處理過程中較早時(shí)選擇更有效但更復(fù)雜的方法，或者可以在處理過程中較早時(shí)應(yīng)用更簡單的方法，而如果確定為了獲得合適的結(jié)果復(fù)雜度是必須的話，則應(yīng)用更復(fù)雜的方法。或者，考慮到復(fù)雜度隨著接收天線的數(shù)量呈指數(shù)增長，可以基于發(fā)射或接收天線的數(shù)量來選擇濾波方法。
雖然MF方案可以使組合SNR最大，但干擾符號(hào)所導(dǎo)致的誤差將是顯著的，特別是在迭代的開始，因?yàn)檫€沒有干擾被消除?？梢詰?yīng)用MMSE濾波來使組合SNIR最大。但是，如上面所說明的，MMSE濾波的復(fù)雜度有時(shí)將變得過高。因此，在一個(gè)優(yōu)選的實(shí)施例中，我們只在第一次處理中應(yīng)用MMSE濾波，以充分地抑制來自其他天線的干擾。隨后，應(yīng)用MF方案以實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度的降低。雖然由于只在第一次迭代中應(yīng)用MMSE濾波，SIC-MF引起性能劣化，但是在頻率平坦(flat)和選擇性的條件下，混合方案可以獲得與基于MMSE的I-SIC幾乎相同的性能。因此，與SIC-MMSE相比，可以降低計(jì)算復(fù)雜度。
LLR被定義為Λ(bi)=lnP(bi=0|yj)P(bi=1|yj)]]>(式18)其中bi是第i個(gè)比特，而yi是包含bi的所接收到的信號(hào)。假設(shè)用QPSK編碼，式18可以被寫為Λ(b2l)=lnP(b2l=0|zl)P(b2l=1|zl)]]>(式19)Λ(b2l+1)=lnP(b2l+1=0|zl)P(b2l+1=1|zl)]]>(式20)其中，1表示在P/S轉(zhuǎn)換后第1個(gè)所接收到的符號(hào)。因?yàn)棣?b2l)和Λ(b2l+1)用相似的方法計(jì)算，所以我們?cè)谙旅鎸⒅患杏懻摝?b2l)。
根據(jù)Bayes法則，式19可以被寫為Λ(b2l)=lnP(zl|b2l=0)P(zl|b2l=1)+lnP(b2l=0)P(b2l=1)]]>(式21)第一項(xiàng)是通過所接收到的符號(hào)和信號(hào)星座計(jì)算出的所謂外信息，第二項(xiàng)是由前一次Turbo解碼器處理得到的先驗(yàn)概率比。此時(shí)，只有外信息應(yīng)被傳輸?shù)狡浜蟮腡uro解碼器。
設(shè)λ1(b2l)是b2l的外信息。則我們有λ1(b2l)=lnP(z2l|b2l=0,b2l+1=0)P(b2l+1=0)+P(z2l|b2l=0,b2l+1=1)P(b2l+1=1)P(z2l|b2l=1,b2l+1=0)P(b2l+1=0)+P(z2l|b2l=1,b2l+1=1)P(b2l+1=1)]]>=lnP(z2l|C0)P(b2l+1=0)+P(z2l|C1)P(b2l+1=1)P(z2l|C2)P(b2l+1=0)+P(z2l|C3)P(b2l+1=1)]]>=lnP(z2l|C0)P(b2l+1=0)/P(b2l+1=1)+P(z2l|C1)P(z2l|C2)P(b2l+1=0)/P(b2l+1=1)+P(z2l|C3)]]>(式22)基于QPSK編碼的、格雷映射的信號(hào)星座，P(z2l|Ci)可以被計(jì)算為P(z2l|Ci)=1πυ212exp(-1υ212|z2l-μ2lCi|2)]]>(式23)另一方面，來自信道解碼器的外信息對(duì)應(yīng)于先驗(yàn)概率并由下式給出lnP(bi=0)P(bi=1)=λ2(bi)]]>(式24)則，似然性可以表示為P(bi=0)P(bi=1)=exp[λ2(bi)]]]>(式25)因此，通過引入ln(ex+ey)≈max(x，y)的近似，式22變?yōu)?amp;lambda;1(b2l)=ln1πυ212exp(-1υ212|z2l-μ21C0|2)·exp[λ2(b2l+1)]+1πυ212exp(-1υ212|z2l-μ2lC1|2)1πυ212exp(-1υ212|z2l-μ2lC2|2)·exp[λ2(b2l+1)]+1πυ212exp(-1υ212|z2l-μ2lC3|2)]]>max{-1υ2l2|z2l-μ2lC0|2+λ2(b2l+1),-1υ2l2|z2l-μ2lC1|2}]]>=]]>-max{-1υ212|z2l-μ2lC2|2+λ2(b2l+1),-1υ2l2|z2l-μ2lC3|2}]]>max{2Re[z2l*μ2lC0υ2L2]+λ2(b2l+1),2Re[z2l*μ2lC1υ2l2]}]]>=]]>-max{2Re[z2l*μ2lC2υ2l2]+λ2(b2l+1),2Re[z2l*μ2lC3υ2l2]}]]>(式26)
其中，|Ci|2＝1被用于最后的等式。
類似地，我們可以計(jì)算λ1(b2l+1)，其是z2l和λ1(b2l)的函數(shù)。為包括尾序列的所有碼比特所計(jì)算出的外信息隨后被饋給Turbo解碼器，且Turbo解碼器基于其網(wǎng)格圖(trellis diagram)和上面所得到的外信息再次計(jì)算所有碼比特的LLR和外信息。
通過使用由Turbo解碼器所產(chǎn)生的LLR，軟估計(jì)生成器40產(chǎn)生軟復(fù)制符號(hào)。此函數(shù)權(quán)衡符號(hào)星座的所有選擇的權(quán)重，并組合為x~1=C0P2l0P2l+10+C1P2l0P2l+11+C2P2l1P2l+10+C3P2l1P2l+11]]>(式27)其中，P10和P11是對(duì)于第l個(gè)碼比特為0和1的后驗(yàn)概率，并且它們被計(jì)算為P10=Prob.(b1=0)=exp[Λ(b1)]1+exp[Λ(b1)]]]>(式28)P11=Prob.(b1=1)=exp[-Λ(b1)]1+exp[-Λ(b1)]]]>(式29)在隨后的迭代中，此軟估計(jì)由SIC 38使用。
考慮到MIMO系統(tǒng)的實(shí)際操作，首先必須估計(jì)接收器處的信道系數(shù)。本領(lǐng)域中一種公知的方法是使用導(dǎo)頻符號(hào)(pilot symbol)。在每個(gè)發(fā)射天線使用Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)的情形中，所接收到的符號(hào)序列變?yōu)閥(t)＝Hs(t)+v(t)，1≤t≤Np(式30)通過將Np個(gè)列向量置于一矩陣之中，我們可以得到Y(jié)＝HS+V，(式31)其中，Y＝(y(1)，y(2)，...y(Np))，S＝(s(1)，s(2)，...s(Np))，V＝(v(1)，v(2)，...v(Np))。該技術(shù)假定Np大于nT。將導(dǎo)頻符號(hào)的冪假設(shè)為l是合理的，因而Σi=1nTΣj=1Np|sij|2=NpnT]]>(式32)將S的偽逆矩陣右乘Y，信道估計(jì)將為
H^=YS+]]>(式33)因?yàn)镹p大于nT，所以S的偽逆矩陣變?yōu)镾H(SSH)-1。因此，式33可以重排為H^=YSH(SSH)-1]]>=(HS+V)SH(SSH)-1]]>(式34)=H+VSH(SSH)-1]]>=H+Hc]]>為了使估計(jì)誤差最小，應(yīng)該選擇S，使得H∈的總的方差盡可能小。在Marzetta的“BLAST TrainingEstimation channel Characteristics For High-Capacity Space-Time Wireless”，Proc.37thAnnual Allerton Conference onCommunications，Computing and Control，Monticello，Illinois(Sept.1999)中，示出了最佳訓(xùn)練序列應(yīng)該滿足SSH=NpInT]]>(式35)圖4和圖5示出了在平坦的指數(shù)分布的12-路的條件下，MF、MMSE和混合方案采用4次迭代的模擬FER性能。在此假定了理想的GI刪除和信道估計(jì)。從圖4來看，在頻率平坦和選擇性條件下，SIC-混合方案的性能和SIC-MMSE的性能正好相同，而如圖5所示，4個(gè)天線的性能發(fā)生輕微劣化。在平坦衰落的條件下，(2×2)和(4×4)的中斷容量(outagecapacity)分別是6dB為4％以及3dB為7％，其中中斷能力可以被看作幀誤差率。因此，我們可以推斷在(2×2)和(4×4)系統(tǒng)中，SIC-混合系統(tǒng)和SIC-MMSE可以分別達(dá)到2.8和2.5dB。因?yàn)槲覀冎皇褂昧薕FDM調(diào)制，所以即使是在頻率選擇性條件下我們也可以獲得如圖所示的良好性能。
根據(jù)本公開，為實(shí)施本發(fā)明而使用任何數(shù)量的裝置對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員都是很明顯的。例如，干擾消除可以由模塊或集成的硬件裝置來實(shí)現(xiàn)，包括ASIC或?qū)Ｓ秒娐?。或者，本發(fā)明可以通過與無線發(fā)射和/或接收設(shè)備恰當(dāng)接口的軟件來實(shí)現(xiàn)。在不偏離本發(fā)明的范圍的情況下，從性能或制造的角度，軟件和硬件實(shí)現(xiàn)的某種組合可能是最佳的。包含根據(jù)本發(fā)明的軟干擾消除器的接收器可以包括無線電話聽筒、有因特網(wǎng)能力的設(shè)備或其他任何無線通信裝置。
已在此根據(jù)某些優(yōu)選實(shí)施例描述了本發(fā)明。這些實(shí)施例是用作對(duì)本發(fā)明的范圍說明性的手段，而非限制。在不偏離由所附權(quán)利要求所限定的本發(fā)明范圍的情況下，對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說修改和替換可以是明顯的。
權(quán)利要求
1.一種裝置，用于消除同時(shí)從多個(gè)發(fā)射天線發(fā)射并由多個(gè)接收天線接收的多個(gè)信號(hào)之間的干擾，所述裝置包括多個(gè)干擾消除器，至少一個(gè)干擾消除器對(duì)應(yīng)于每個(gè)所發(fā)射的信號(hào)，每個(gè)干擾消除器從每個(gè)接收天線接收信號(hào)，每個(gè)干擾消除器輸出其對(duì)應(yīng)發(fā)射信號(hào)的已消除干擾的接收版本。
2.如權(quán)利要求1所述的用于消除干擾的裝置，還包括軟符號(hào)估計(jì)器，用于產(chǎn)生對(duì)從所有發(fā)射天線所接收到的符號(hào)的估計(jì)，以用于每個(gè)干擾消除器。
3.如權(quán)利要求2所述的用于消除干擾的裝置，其中，每個(gè)干擾消除器迭代地消除對(duì)于其對(duì)應(yīng)的發(fā)射信號(hào)的干擾，直至滿足中斷標(biāo)準(zhǔn)。
4.如權(quán)利要求2所述的用于消除干擾的裝置，其中，每個(gè)估計(jì)包括對(duì)應(yīng)于每個(gè)干擾消除器的對(duì)于所述發(fā)射信號(hào)的強(qiáng)制置零項(xiàng)。
5.如權(quán)利要求1所述的用于消除干擾的裝置，還包括濾波權(quán)重計(jì)算器。
6.如權(quán)利要求1所述的用于消除干擾的裝置，其中，每個(gè)干擾消除器包含濾波權(quán)重計(jì)算器。
7.一種多輸入多輸出無線通信接收器，具有如權(quán)利要求1所述的干擾消除的裝置。
8.如權(quán)利要求7所述的無線通信接收器，還包括并行-串行轉(zhuǎn)換器，用于將所述多個(gè)干擾消除器輸出轉(zhuǎn)換成串行流。
9.如權(quán)利要求7所述的無線通信接收器，還包括解碼器，用于基于所述多個(gè)干擾消除器輸出恢復(fù)數(shù)據(jù)流。
10.一種消除同時(shí)從多個(gè)發(fā)射天線發(fā)射并由多個(gè)接收天線接收的多個(gè)信號(hào)之間的干擾的方法，所述方法包括如下步驟a)將從每個(gè)接收天線所接收到的信號(hào)提供至多個(gè)干擾消除器中的每一個(gè)，至少一個(gè)干擾消除器對(duì)應(yīng)于每個(gè)所述所發(fā)射的信號(hào)，每個(gè)干擾消除器消除對(duì)于其對(duì)應(yīng)發(fā)射信號(hào)的干擾；以及b)通過在每個(gè)干擾消除器中將所述所接收到的信號(hào)與所述所發(fā)射的信號(hào)的估計(jì)進(jìn)行比較，并消除除所述對(duì)應(yīng)發(fā)射信號(hào)的之外的其他所有信號(hào)，來消除干擾。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其中，在步驟(b)中所產(chǎn)生的每個(gè)估計(jì)包括對(duì)應(yīng)于每個(gè)干擾消除器的對(duì)于所述發(fā)射信號(hào)的強(qiáng)制置零項(xiàng)。
12.如權(quán)利要求10所述的消除干擾的方法，還包括將信道系數(shù)矩陣乘以每個(gè)估計(jì)的步驟。
13.如權(quán)利要求12所述的消除干擾的方法，其中，所述信道系數(shù)矩陣從收到的已知導(dǎo)頻信號(hào)來獲得。
14.如權(quán)利要求12所述的消除干擾的方法，還包括將所述的每個(gè)估計(jì)和信道系數(shù)矩陣的乘積從所述接收到的信號(hào)中減去，得到所述乘積中的每一個(gè)和所述接收到的信號(hào)中的每一個(gè)之間的對(duì)應(yīng)的差。
15.如權(quán)利要求14所述的消除干擾的方法，還包括將濾波權(quán)重向量乘以所述乘積中的每一個(gè)和所述接收到的信號(hào)中的每一個(gè)之間的所述對(duì)應(yīng)的差。
16.如權(quán)利要求10所述的消除干擾的方法，還包括迭代地進(jìn)行步驟(b)的所述干擾消除，直至滿足預(yù)定的中斷標(biāo)準(zhǔn)。
17.一種進(jìn)行多輸入多輸出無線通信的方法，包括在接收端執(zhí)行如權(quán)利要求10所述的消除干擾的方法。
18.一種消除同時(shí)從多個(gè)發(fā)射天線發(fā)射并由多個(gè)接收天線接收的多個(gè)信號(hào)之間的干擾的方法，所述方法包括如下步驟(a)將從每個(gè)接收天線所接收到的信號(hào)提供至多個(gè)干擾消除器中的每一個(gè)，至少一個(gè)干擾消除器對(duì)應(yīng)于每個(gè)所述所發(fā)射的信號(hào)，并且每個(gè)干擾消除器專用于消除對(duì)于其對(duì)應(yīng)發(fā)射信號(hào)的干擾；(b)產(chǎn)生所述的從所有發(fā)射天線發(fā)射的信號(hào)的估計(jì)，以用于每個(gè)干擾消除器；(c)將信道系數(shù)矩陣乘以每個(gè)估計(jì)；(d)從所述接收到的信號(hào)中減去所得到的每個(gè)估計(jì)和信道系數(shù)矩陣的乘積，得到所述乘積中的每一個(gè)和所述接收到的信號(hào)中的每一個(gè)之間的對(duì)應(yīng)的差；(e)將濾波權(quán)重向量乘以每個(gè)對(duì)應(yīng)的差；(f)基于所述的差和所述的濾波權(quán)重向量之間所得到的乘積來解碼所述接收到的信號(hào)；(g)如果不滿足預(yù)定的中斷標(biāo)準(zhǔn)，則利用所述解碼的信號(hào)來產(chǎn)生用于下次干擾消除迭代的估計(jì)；以及(h)如果不滿足所述預(yù)定的中斷標(biāo)準(zhǔn)，則迭代地進(jìn)行步驟(b)至(g)。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，其中，在步驟(b)中所產(chǎn)生的每個(gè)估計(jì)包括對(duì)應(yīng)于每個(gè)干擾消除器的對(duì)于所述發(fā)射信號(hào)的強(qiáng)制置零項(xiàng)。
20.如權(quán)利要求18所述的方法，其中，對(duì)每次迭代選擇性地選用步驟(e)中所使用的計(jì)算濾波權(quán)重向量的方法。
21.如權(quán)利要求20所述的消除干擾的方法，其中，對(duì)于步驟(e)中所使用的計(jì)算濾波權(quán)重向量的方法的選擇標(biāo)準(zhǔn)是信噪比、信噪改善比、接收或發(fā)射天線數(shù)量、對(duì)數(shù)似然比、迭代的次數(shù)和所述發(fā)射信號(hào)的所述估計(jì)的星座中的至少一個(gè)。
22.如權(quán)利要求18所述的消除干擾的方法，其中，計(jì)算所述濾波權(quán)重向量的方法包括匹配濾波法和最小均方差法中的一種。
23.如權(quán)利要求18所述的消除干擾的方法，其中步驟(e)中所使用的計(jì)算濾波權(quán)重向量的方法，在第一次迭代中是最小均方差法，而在任何隨后的迭代中是匹配濾波法。
24.如權(quán)利要求18所述的消除干擾的方法，其中，所述中斷標(biāo)準(zhǔn)是錯(cuò)誤比特的數(shù)量、錯(cuò)誤塊的數(shù)量、錯(cuò)誤幀的數(shù)量、對(duì)數(shù)似然比和迭代次數(shù)中的至少一個(gè)。
25.如權(quán)利要求18所述的消除干擾的方法，其中，所述信道系數(shù)矩陣從收到的已知導(dǎo)頻信號(hào)來獲得。
26.一種進(jìn)行多輸入多輸出無線通信的方法，包括在接收端執(zhí)行如權(quán)利要求18所述的消除干擾的方法。
27.一種裝置，用于消除同時(shí)從多個(gè)發(fā)射天線發(fā)射并由多個(gè)接收天線接收的多個(gè)信號(hào)之間的干擾，所述裝置包括(a)多個(gè)干擾消除器，至少一個(gè)干擾消除器對(duì)應(yīng)于每個(gè)所述發(fā)射信號(hào)，且每個(gè)干擾消除器專用于消除對(duì)于其相應(yīng)的發(fā)射信號(hào)的干擾；(b)產(chǎn)生用于每個(gè)干擾消除器中的所述發(fā)射符號(hào)的估計(jì)的軟符號(hào)估計(jì)器，每個(gè)估計(jì)包括對(duì)應(yīng)于每個(gè)干擾消除器的對(duì)于所述發(fā)射信號(hào)的強(qiáng)制置零項(xiàng)。(c)用于將信道系數(shù)矩陣乘以每個(gè)估計(jì)的裝置；(d)用于從所述接收到的信號(hào)中減去每個(gè)估計(jì)和所述信道系數(shù)矩陣所得到的乘積的裝置；(e)用于計(jì)算濾波權(quán)重向量的裝置；(f)用于將濾波權(quán)重向量乘以所述乘積和所述接收到的信號(hào)之間的所述每個(gè)差的裝置；以及(g)用于基于所述差和所述濾波權(quán)重向量所得到的乘積來解碼所述信號(hào)的裝置。
28.如權(quán)利要求27所述的用于消除干擾的裝置，其中，所述軟符號(hào)估計(jì)器使用來自前一次迭代的所述解碼信號(hào)來產(chǎn)生所述發(fā)射符號(hào)的所述估計(jì)。
29.如權(quán)利要求27所述的消除干擾的裝置，其中，所述軟符號(hào)估計(jì)器使用已消除干擾的信號(hào)來產(chǎn)生所述發(fā)射的符號(hào)的所述估計(jì)。
30.一種多輸入多輸出的無線通信系統(tǒng)，包括具有如權(quán)利要求27所述的干擾消除裝置的接收器。
全文摘要
利用多個(gè)干擾消除器來實(shí)現(xiàn)多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中的干擾消除。一個(gè)干擾消除器對(duì)應(yīng)于每個(gè)發(fā)射信號(hào)，而每個(gè)干擾消除器從所有接收天線接收信號(hào)，且每個(gè)干擾消除器輸出其對(duì)應(yīng)發(fā)射信號(hào)的已消除干擾的接收版本。來自所有發(fā)射天線的發(fā)射信號(hào)估計(jì)用于每一個(gè)干擾消除器中。將可以由傳遞的已知導(dǎo)頻符號(hào)得到的信道系數(shù)矩陣乘以每個(gè)估計(jì)，并從接收到的信號(hào)中減去每個(gè)估計(jì)和信道系數(shù)矩陣的所得乘積，得到對(duì)應(yīng)的差。可將濾波權(quán)重向量乘以每個(gè)對(duì)應(yīng)的差。基于所述差和所述濾波權(quán)重向量的所得乘積，解碼接收到的信號(hào)。如果不滿足預(yù)定的中斷標(biāo)準(zhǔn)，則使用所解碼的信號(hào)來產(chǎn)生用于隨后的干擾消除迭代的估計(jì)?？傻剡M(jìn)行所述方法，直到滿足預(yù)定的中斷標(biāo)準(zhǔn)。
文檔編號(hào)H04B7/04GK1523769SQ20041000443
公開日2004年8月25日 申請(qǐng)日期2004年2月19日 優(yōu)先權(quán)日2003年2月20日
發(fā)明者伊藤匠, 王曉東 申請(qǐng)人:日本電氣株式會(huì)社