專利名稱：數字定時調整用的最佳間插器方法及裝置的制作方法
技術領域：
本發明有關數字定時同步器，且特別有關有效執行被用于數字定時同步器中的間插器。
背景技術：
此后，無線傳輸/接收單元(WTRU)包含但不受限于使用者設備，移動站固定或移動用戶單元，呼叫器或可操作于無線環境中的任何其它類型裝置。此后，當涉及到基站時，其包含但不受限于基站，節點B，地址控制器，存取點或無線環境中的其它互連裝置。
無線分頻雙工(FDD)或分時雙工(TDD)通信系統中，基站及無線傳輸/接收單元的被傳輸及接收信號間的定時同步對促進雙向通信是重要的。同時，若移動接收器運作時，杜普勒效應可對頻差貢獻。為了抵消基站局部振蕩器及無線傳輸/接收單元局部振蕩器間的定時差，若接收器無多路徑處理，則對無線傳輸/接收單元接收器局部振蕩器的簡單調整是可借由對采集速率施加領先或延遲來修正誤差。然而，由于多路徑信號效應，無線通信系統的傳統接收器是運用可偵測多路徑信號的裝置及可重建被傳輸信號的裝置，如RAKE型接收器。
各路徑定時是以兩階段來估計。首先，頻道估計器被用來及時搜尋多路徑通信頻道的各路徑近似位置。其次，針對各路徑，被與各RAKE指狀物互連使用的專用碼追蹤器是可及時搜尋路徑的精確位置并繼續追蹤它。因為各路徑具有唯一定時位置，所以單獨以局部振蕩器來局部定時并不能修正多路徑頻道環境中的誤差。
為了處理多路徑問題，除了控制局部振蕩器，碼追蹤器可使用間插器來執行相關數字定時同步。為了有效執行間插器，有限脈沖響應(FIR)間插器可被使用。有限脈沖響應間插器具有不同已知方法。最簡單方法是使用截取sinc函數當做有限脈沖響應間插器。另一選擇是使用多項式間插器。同時，最小均方差(MMSE)間插器亦可被使用。這些演算中，最小均方差間插器與有限長度理論間插器相較下可提供最小誤差。應注意，若缺乏可確保間插器被放置于sinc函數的主波瓣中央(也就是間插函數中央)的有效間插器控制單元，則間插器可產生較給定精確度所需更高的有限脈沖響應系數。超額系數的缺點是間插計算數成為累贅，且于某些點上成為實施限制因子。當為了更有效處理多路徑效應而使被運用追蹤器數增加時，此特別復雜。因此，擴充RAKE指狀物追蹤器數與被獲得自多路徑頻道的分時增益量間具有抵換關系。
發明內容
本發明提供接收器的數字定時同步器以對無線通信系統中的發送器做定時同步。頻道估計器可估計被接收信號的啟始碼相位。碼產生器可產生被整數增量調整的定時參考碼。間插反饋電路被配置來間插及修正定時誤差，借此該間插可經由整數碼轉移，及被選自與預定間插器系數相關的片段延遲估計被量化值的查找表的被量化片段延遲估計來達成，借此被接收信號的時間修正版本被產生。
間插反饋電路中，被一般化為采集速率的間插器被配置借由片段延遲或領先來及時轉移被接收信號。定時誤差估計器可基于間插反饋電路的輸出信號及碼產生器的定時參考碼間的定時差來決定定時誤差估計。可響應定時誤差估計的間插器控制器是可以定時誤差估計反方向來產生及傳送整數碼轉移信號至碼產生器，且可產生片段延遲估計，借此間插可借由維持片段延遲估計于預定范圍內而被控制。具有與被量化片段延遲估計值相關的被儲存預定間插器系數的查找表的量化器，可選擇最接近片段延遲估計值的被量化片段延遲估計。該間插器可處理被量化片段延遲估計相關的系數。
本發明可從以下較佳實施例及附圖而更詳細了解。
圖1顯示具有最佳間插的碼追蹤器塊狀圖；圖2顯示回路濾波器塊狀圖；圖3A，圖3B顯示碼追蹤器的碼轉移時序圖；
具體實施例方式
雖然本實施例是說明使用分時雙工模式的第三代合作計劃(3GPP)寬頻分碼多重存取(W-CDMA)系統，但本實施例可應用至任何混合分碼多重存取(CDMA)/分時多重存取(TDMA)通信系統。此外，本實施例是可應用至通常如第三代合作計劃提議的分頻雙工(FDD)的分碼多重存取(CDMA)系統。
圖1顯示碼追蹤器10的較佳實施例塊狀圖，包含頻道估計器11，后處理單元12，碼產生器13，間插器14，下采集器15，定時誤差估計器16，回路濾波器17，間插器控制器18，量化器19及功率量測20。被接收信號21成為對頻道估計器11及間插器14的輸入信號。碼追蹤器10可執行接收器至對應無線發送器的數字定時同步。例如，第三代合作計劃類似系統中，碼追蹤器10是是放置移動無線傳輸/接收單元接收器內以與基地臺發送器做數字定時同步。
頻道估計器11可粗估輸入信號21的啟始碼相位，也就是及時碼位置。估計該頻道估計的一法是包含但不受限于使用滑動窗相關器。頻道估計器11的采集期間應低于或等于2Tc，其中Tc為一晶間隔的存續期間。否則，定時誤差可能超出范圍且演算無法操作。然而，本發明并不受限于早晚門同步器且任何其它定時誤差估計器16亦可被使用。后者例中，頻道估計器的不同采集區間可被使用。借由使用具有低于2Tc的采集區間的頻道估計器11，路徑位置中的啟始誤差是被限制為范圍-Tc至Tc。
后處理單元12可對噪聲門檻估計信號及噪聲功率。后處理完成后，所有具有噪聲門檻以上的功率位準的路徑被辨識。這些及時強路徑是被稱為啟始路徑相位22。這些路徑最強者可被單獨使用或特定門檻以上的路徑組，可被用于RAKE狀接收器結構中。RAKE狀接收器于多路徑頻道環境中非常有用，因為其可有效使用頻道分時。
具有被選擇最強路徑例子中，僅有一碼追蹤器10，其包含一間插器14及一間插器控制器18。針對RAKE狀接收器，應具有被各路徑專用的一碼追蹤器10。然而，該例中，頻道估計器11及后處理單元12對所有被使用的碼追蹤器共享。借由從后處理單元12施加單路徑的啟始路徑相位22至碼產生器13，定時同步即開始。
針對RAKE狀接收器的各碼追蹤器10，碼產生器13可產生當做時脈的基本定時參考碼。啟始路徑相位22可僅借由及時領先或延遲該被產生的參考碼來調整復數芯片中的碼產生器13的啟始定時偏移。啟始修正完成后，碼產生器13僅借由來自間插器控制器18的碼轉移指令28來控制。啟始路徑相位22僅于兩情況下被應用接收器首次被激活，及信號功率掉落噪聲門檻以下任何時間。碼轉移28是被間插器控制器18于領先或延遲方向產生的一芯片轉移指令。啟始修正完成后，最壞定時誤差估計例是是被限制為-Tc至Tc的區間范圍。
包含間插器14，下采集器15，定時誤差估計器16，回路濾波器17及間插器控制器18的碼追蹤器10的間插反饋回路35現在將予以詳細說明。間插反饋回路35可驅動定時誤差估計信號24至接近零的值，及驅動延遲估計25朝向實際延遲存續期間。
間插器14可以相等于被接收自被量化片段延遲估計29的量及時數學轉移該被接收信號。來自理論間插器的輸出信號是被方程式1表示為y(n)=x(n+α^)=Σn=-∞∞x(n-m)Sinc(m+α^)]]>方程式1其中n為整數時間指針，x(n)為過度采集被接收信號21， 代表被量化片段延遲估計29，而Sinc函數被定義為Sinc(x)=sin(πx)πx]]>方程式2針對經由間插反饋回路35的啟始迭代，被量化片段延遲估計29被重設為零，導致通過間插器14的被接收信號未被修正。關于操作間插器14及制作被量化片段延遲估計29(也就是 值)，將參考間插反饋回路35的第二及以上迭代做進一步詳細說明。
下采集器15可借由被間插器14處理后的過度采集因子L來降低被接收信號21的過度采集速率。具有間插器14的碼追蹤器10可被施加至以大于或等于1的L任何整數值的采集速率操作的接收器。碼追蹤器10可執行定時調整的最佳采集速率范圍是1≤L≤8。L＝1例是對應不過度采集。另一方面，若采集速率與整數L 8相關，則定時誤差降低至1/16Tc階值，借此間插器單元14的貢獻被明顯降低而經由下采集器15的簡單采樣轉移則自給自足。然而，當L 8的高過度采集速率產生接收器資源的超額功率消耗時，其是具有優點地以低采集速率操作并對依據圖1的碼追蹤器10執行碼追蹤。
下采集器15可轉換采集速率為芯片速率，使采集速率區間Ts于下采集器15的輸出處等于芯片速率區間Tc。因此，下采集器15的輸出可被z(n)表示如下z(n)＝y(L·n+k)方程式3其中k為代表下采集器15的基點26的整數。例如，針對具有采集速率因子L＝4的過度采集信號，下采集器15前的采集速率區間是Ts＝Tc/L＝Tc/4，而下采集后，其為Ts＝Tc。最初，基點26被重設為零。k值變異將稍后參考方程式6a，6b做解釋。
下采集器15的輸出是被無線傳輸/接收單元接收器進一步處理的時間修正輸出信號23。功率量測單元20可處理輸出23并傳送信號的功率量測至頻道估計器11當作及時定位各路徑的近似位置給多路徑頻道的輸入。針對定時改進，下采集器15的輸出23亦經由碼追蹤器10的間插反饋回路35至定時誤差估計器16，其輸入信號的定時誤差被量測并被傳送為定時誤差估計24。定時誤差估計器16可依據各種已知定時誤差估計演算來操作。較佳實施例可運用早晚門同步器。
接著，回路濾波器17可接收定時誤差估計24來產生延遲估計25。回路濾波器17類型的選擇是視頻道情況而定。然而，本發明并不受限于被使用的特殊回路濾波器。較佳是，回路濾波器17是第一或第二階濾波器。例如，已知比例積分器(PI)濾波器可被當作回路濾波器17。可替代是，第一階自回歸(AR)濾波器可被當作回路濾波器17。
圖2顯示回路濾波器17的較佳配置，包含第二階比例積分器濾波器50，累積器56，反向乘法器57。比例積分器濾波器50包含積分器51，其包含乘法器52，累積器53，乘法器54及加法器55。乘法器52及54可分別施加常數a及b至定時誤差估計24輸入，其被分割于比例積分器濾波器50的輸入處。定時誤差估計24輸入被積分器51積分，而被乘上平行積分器51的常數b。平行輸出被加法器55加總產生比例積分器濾波器輸出。接著，比例積分器濾波器輸出被累積器56累積且被具有常數-c的乘法器57處理。乘法器57中的常數c相反符號可產生反向定時修正以補償信號中的定時誤差估計24，對圖1所示的負反饋系統有用。視回路濾波器17階而定，碼追蹤器10可包含第一，第二或甚至更高階反饋回路。乘法器57的輸出是延遲估計25。
回路濾波器17的輸出延遲估計25是被Td表示如下Td＝-ξ(Te)方程式4其中Te為來自定時誤差估計器16的定時誤差估計24，而ξ(·)為線性操作數。延遲估計25被傳送至間插器控制器18做進一步處理。
間插器控制器18可提供兩個主要功能管制延遲估計25范圍及最小化間插器系數。首先，關于保持延遲估計25于碼追蹤器10的速率操作范圍內，該操作范圍是視定時誤差估計器16的特殊選擇而定。例如，針對早晚門同步器型定時誤差估計器16，該操作范圍采集區間是被限制為-Tc至Tc。有兩種對定時誤差估計器16工作范圍限制信號定時變異的方式。首先此可借由及時與延遲估計25等比例轉移下采集器15的基點26來達成。然而，此是對應改變整個接收器的框起始。僅可理解是否僅有一傳輸路徑至接收器。然而，多路徑環境中，較佳轉移路徑專用的碼追蹤器10的碼產生器13于延遲估計25反方向。
實施定時誤差估計器16之外，被接收信號21的定時誤差估計24是針對被碼產生器13產生的接收器中的參考碼來量測。間插器控制器18可監控延遲估計25且無論其何時超出特定范圍之外，其均可反向轉移碼產生器13。因為碼產生器13是以區間Tc的芯片速率來運作，所以最小轉移量是等于芯片存續期間，也就是Tc。因此，無論延遲估計25何時變成Td＞Te/2或Td＜-Te/2，較佳均執行碼轉移28。
實際通信系統中，基地臺及移動無線傳輸/接收單元接收器間的路徑相對延遲可超時改變。主要地，其可針對以下原因而發生。首先，移動無線傳輸/接收單元接收器的動作可及時改變延遲估計25。針對固定速度的移動無線傳輸/接收單元接收器移動，定時誤差中具有第一階改變。第二個原因是基地臺及移動無線傳輸/接收單元接收器間的局部震蕩器頻差。此亦導致延遲估計25的第一階改變。這些效應是累積。然而，定時誤差改變并不限于第一階改變。針對具有N碼改變的碼追蹤器10，若有需要，間插器控制器18可遵循N-1階改變，并可于任何需要時執行碼轉移。
碼追蹤器10所做的碼轉移決定很堅定，不阻擋低信號噪聲比(SNR)及衰落頻道情況。為了消除因噪聲及干擾造成的振蕩碼轉移操作，簡單滯后邏輯被運用。延遲估計25對振蕩器偏移及定速移動無線傳輸/接收單元動作的改變時序圖被顯示于圖3A，圖3B。時間偏移是因線性改變時間延遲的周期時間偏移而產生鋸齒狀波形。如圖3A所示，延遲估計25是線性遞增。峰值轉變發生于碼轉移28處，為Tc/2+Δ，碼轉移28是以負向執行以補償遞增延遲估計25。相反地，圖3B中，線性遞減延遲估計25是被正碼轉移28補償。雖然延遲估計25的線性改變被描繪于圖3A及圖3B，但應注意碼追蹤器10并不受限于延遲估計25的線性改變，延遲估計25更新的任何類型改變均可行。碼轉移28如上述地延遲或領先發生于兩方向。如圖3A及圖3B所示，Δ(如0.05Tc)的任意小值是被用于避免碼轉移25點附近的振動行為。
碼轉移28發生后，被間插器控制器18使用的新延遲估計值25是被尋找如下T~d=Td-Tcsgn[Td]]]>方程式5a其中sgn[·]表示碼轉移28的方向(也就是正，負或兩者皆非)且被定義為sgn(Td)=1,Td≥Tc/2+Δ0,-Tc/2-Δ<Td<Tc/2+Δ-1,Td≤-Tc/2-Δ]]>方程式5b有關間插器控制器18最小化系數的第二函數，具有限大小的實際間插是被最佳化來達成最小誤差。記住方程式1中的理論間插器具有無限系數而不可實施。有限大小間插器的最佳間插器系數是可經由如最小均方差(MMSE)的最佳演算來最小化近似誤差。此于下一段將被詳述。然而，因有限大小間插器的近似誤差可借由盡可能最小化片段延遲估計27而被進一步降低。因此，間插器控制器18被配置來達成此。碼轉移處理后的延遲估計25可被寫為T~d=k·Ts+α·Ts]]>方程式6a其中k被定義如下k=[T~dTs]]]>方程式6b操作數[x]代表x的最大整數。k值對應存在于 中的過度采集樣本存續期間數。因此，k·Ts借由相等k樣本的量來對應過度采集輸入信號的簡單轉移。此轉移可輕易借由方程式3所示的整數k轉移下采集器的基點26來達成。基點26轉移后，剩余時間轉移是等于T′d=T~d-k·Ts=α·Ts]]>方程式7因為間插器14被標準化為Ts，所以間插器14的值是被量化后(也就是 同時，重要是注意分解延遲估計25后(也就是方程式6a中的 值及方程式6b中的k值)，片段延遲估計27是被限制為-1＜α＜1范圍。此范圍限制使片段延遲估計27保持最小并達成預期增加間插誤差。
為了描繪間插器控制器18的操作，現呈現以下例子。假設被過濾定時誤差估計25為Td＝0.64Tc，且過度采集速率為L＝4。因此，采集速率為Ts＝Tc/L＝Tc/4。依據方程式5a及5b，碼轉移28是所需，所以碼轉移延遲估計25為T~d=0.64Tc-Tc=-0.36Tc.]]>從方程式6b，基點26為k＝-1，而從方程式6a，片段延遲估計27為α＝-0.44。
量化器19是間插反饋回路35的最后剩余階段。片段延遲估計27是于被間插器使用之前被量化器19量化(也就是被離散)。量化器19對限制計算間插器系數以避免延遲估計25每次被更新的計算很有用。量化器19包含可儲存與一組可用量化片段延遲估計值相關的預先計算間插器系數的查找表。此查找表可降低間插的計算復雜度且亦增加處理速度。量化器19可決定基于所需定時精確度及過度采集速率L來量化該片段延遲估計的若干位準。定時調整所需的定時精確度是Tc/Q，其中Q為正整數。其遵循所需量化步驟大小為2Tc/Q。針對過度采集速率L，此對應-1＜α＜1范圍的Q/L量化位準。例如，針對Q＝32及L＝4，定時調整所需的定時精確度是Tc/16，而量化器19具有Q/L＝8位準。接著，依據上例，若片段延遲估計27為α＝-0.44，則被量化延遲可從自量化器19中的查找表選擇最近相等值來決定。因為此為位準8量化器，所以可用值是來自下組量化片段延遲估計[-1，-0.75，-0.5，-0.25，0.25，0.5，0.75，1](值0因為完全不產生間插所以不被使用。因為-0.44最接近-0.5，所以被選擇量化片段延遲估計29接著為α^=-0.5,]]>其被傳送至間插器14。
遵循間插反饋回路35的起始迭代，延遲估計及間插操作繼續被重復以追蹤定時誤差的改變。
回到間插器14，方程式1的有限間插將被說明，包含間插器14處理α^≠0]]>的量化片段延遲估計29，不像間插器14最初處理被接收信號21時。如方程式1所示，理論間插是無限長度加總。為了有效間插器實施，方程式1的無限加總必須被執行。以下方程序8a是顯示此輸出 的有限表示如下x~(n+α^)=Σm=-M1M2x(n-m)hα^(n)]]>方程式8a其 代表間插器系數，被導出如下hα^(n)=Sinc(m+α^)]]>方程式8b有限長度濾波器的理論間插器的頻率響應如下S(ω,αTs)=TsejωαTs,|ω/2π|<1/(2Ts)0,otherwise]]>方程式9輸出信號誤差 是被定義為理論間插器輸出及間插器的有限表示間的差異E(α^)=x~(n+α^)-x(n+α^)]]>方程式10最適有限脈沖響應間插器的系數hα(n)是借由最小化以下方程序11來決定，用于量化片段延遲估計29的所有可能 值。被使用的最適方法為最小均方差方法。因為孳息的頻寬F＝ω/2π小于1/(2Ts)，施加Parseval關系是自方程式10產生E2(α^)=∫-FF|ejωαTs-Σm=-M1M2hα^(n)e-jωαTs|2dω]]>方程式11方程式11是代表有限脈沖響應濾波器的最小均方差版本，其為間插器14的間插器較佳類型。方程式11具有若干不同解。例如，Fletcher-Powell方法可被用來解決方程式11。應注意本發明實施例不受限于方程式11的任何特殊解。若(M1＝M)及(M2＝M-1)被選擇用于2M系數總數，則最小差 被達成。由于系數從方程式12被找出，最適最小均方差有限脈沖響應間插器14可以下列方程式來表示x~(n+α^)=Σm=-MM-1x(n-m)hα^(m)]]>方程式12如熟悉本技術人士所知，間插器系數是對稱α^=0.5,]]>其可被寫為h(1-α^)(m)=hα^(-m-1)]]>方程式13當不可實時解出方程式11，方程式11是被事先解出所有可能 值，且預定系數是被儲存于量化器19的查找表。此導致大小M·((Q/L)-2)的實數入口的查找表，其中Q/L為量化器位準數。然而，因為α^=0]]>完全不會產生間插，所以其被排除于量化器19的查找表。借由使用方程式13的對稱特性，查找表大小可借由M·((Q/L)-2)/2實數來降低。可替代是，視被實施間插器結構而定，如多項式間插器，查找表可借由實時計算來刪除及取代。
實施中，視可被負擔的間插誤差而定，M≥1具有2M系數 例如，第三代合作計劃狀分頻雙工兼容移動無線傳輸/接收單元接收器，包含早晚門同步器，兩次過度采集(L＝2)，及包含被串聯如圖2累積器的積分器濾波器的第二階回路濾波器，產生M＝2或每量化器總共四個系數。針對Tc/16的所需精確度(也就是Q＝16)，所使用的量化器位準數為8。
借由最適化依據本發明的間插，不管是否使用系數限制數，有效降低定時誤差的有利結果均可被達成。雖然本發明已參考多路徑衰落頻道及RAKE狀接收器做說明，但其不受限于這些應用來建構。碼追蹤器10的替代實施例是包含但不受限于具有下列類型間的間插器多項式有限脈沖響應間插器，線性間插器，及Lagrange間插。
權利要求
1.一種可對無線通信系統中的發送器做定時同步的接收器的數字定時同步器，其中該被接收信號具有對參考碼的定時誤差，包含被配置用來估計該被接收信號的起始碼相位的頻道估計器；被配置用來產生可借由整數增量調整的定時參考碼的碼產生器；及被配置用來間插及修正該定時誤差的間插反饋電路，借此該間插可借由整數碼轉移及被挑選自量化片段延遲估計值的查找表的量化片段延遲估計及其相關預定間插器系數來達成，該被接收信號的時間修正版本從其被產生。
2.如權利要求1所述的該數字定時同步器，其特征在于該間插反饋電路進一步包含被標準化為采集速率的間插器，被配置來片段延遲或領先及時轉移該被接收信號；定時誤差估計器，可基于該間插反饋電路的輸出信號及該定時參考碼間的定時差來決定定時誤差估計；間插器控制器，可響應該定時誤差估計以該定時誤差估計反向來產生及傳送整數碼轉移信號至該碼產生器，于預定范圍內產生片段延遲估計以決定間插系數；及量化器，具有與預定量化片段延遲估計值相關的被儲存間插器系數的該查找表，被配置從該查找表選擇最接近該片段延遲估計的量化片段延遲估計值。
3.如權利要求2所述的該數字定時同步器，其特征在于該間插反饋電路進一步包含可濾波該定時誤差估計以產生具有該定時誤差估計反向標記的延遲估計值的濾波器，借此該間插器控制器可于該定時誤差估計器配置相關的預定操作范圍內來管制該延遲估計。
4.如權利要求3所述的該數字定時同步器，其特征在于該間插反饋電路進一步包含可響應該間插器控制器的下采集器，其被配置借由過度采集因子及依據該被接收信號及該延遲估計的采集速率的該比率相關的基點來降低該被接收信號的該采集速率。
5.如權利要求2所述的該數字定時同步器，其特征在于該間插器是最小均方差最適化有限脈沖響應間插器。
6.如權利要求1所述的該數字定時同步器，其特征在于該被接收信號包含多路徑，而該間插反饋電路進一步包含后處里單元，被配置來處理該被估計起始碼相位及估計信號及噪聲門檻的噪聲功率，借此產生該碼產生器發展該參考碼的起始碼相位。
7.如權利要求1所述的該數字定時同步器，其特征在于該片段延遲估計的該預定范圍是介于(-1)及(1)之間。
8.如權利要求1所述的該數字定時同步器，其特征在于該被接收信號被L因子過度采集且量化片段調整值的該預定數是依據用于定時調整的預期定時精確度T/Q來決定的量化位準Q/L數，其中T代表該采集期間，Q代表正整數，而L代表正整數。
9.一種包含如權利要求1所述的數字定時同步器的接收器。
10.一種包含如權利要求1所述的數字定時同步器的無線傳輸/接收單元。
11.一種可對無線通信系統中的發送器及接收器做數字定時同步的方法，其特征在于該被接收信號具有對參考碼的定時誤差，包含估計該被接收信號的起始碼相位；產生可借由整數增量調整的定時參考碼；及間插及修正該定時誤差，借此該間插可借由整數碼轉移及被挑選自量化片段延遲值的查找表的量化片段延遲估計及其相關預定間插器系數來達成，該被接收信號的時間修正版本從其被產生。
12.如權利要求11所述的該方法，其特征在于該間插及修正步驟進一步包含片段延遲或領先及時轉移該被接收信號；基于該被接收信號的時間修正版本及該定時參考碼間的定時差來決定定時誤差估計；以該定時誤差估計反向來產生整數碼轉移信號；于預定范圍內產生片段延遲估計以決定間插系數；及儲存預定量化片段延遲估計值相關的間插器系數于查找表；及從該查找表選擇最接近該片段延遲估計的量化片段延遲估計值。
13.如權利要求12所述的該方法，其特征在于該間插步驟進一步包含濾波該定時誤差估計以產生具有該定時誤差估計反向標記的延遲估計值，借此該延遲估計被管制于該定時誤差估計器配置相關的預定操作范圍內。
14.如權利要求13所述的該方法，其特征在于該間插步驟進一步包含借由過度采集因子，依據該被接收信號及該延遲估計的采集速率的該比率相關的基點來降低該被接收信號的該采集速率。
15.如權利要求11所述的該方法，其特征在于該被接收信號包含多路徑，而該間插步驟進一步包含處理該被估計起始碼相位及估計信號及噪聲門檻的噪聲功率，借此產生該碼產生器發展該參考碼的起始碼相位。
16.如權利要求12所述的該方法，其特征在于該片段延遲估計的該預定范圍是介于(-1)及(1)之間。
全文摘要
本發明提供一種接收器的數字定時同步器被對無線通信系統中的發送器做定時同步，其中該被接收信號具有對參考碼的定時誤差。頻道估計器是可估計被接收信號的啟始碼相位。碼產生器可產生被整數增量調整的定時參考碼。間插反饋電路被配置來間插及修正定時誤差，借此該間插可經由整數碼轉移，及被挑選自量化片段延遲值的查找表的量化片段延遲估計及其相關預定間插器系數來達成，借此被接收信號的時間修正版本被產生。
文檔編號H04B1/707GK1689265SQ03823674
公開日2005年10月26日 申請日期2003年9月30日 優先權日2002年10月2日
發明者艾庫特·波頓, 唐納爾德·M·格利可 申請人:美商內數位科技公司