專利名稱：載頻輸出信號的限幅方法
技術領域：
本發明涉及一種從一個基頻帶的n個分信號中構成載頻的輸出信號的方法，其中n個分信號中每一單個的分信號作為輸入信號都分別被分配給一個主支線。分信號在各自的主支線中被限幅、濾波和轉換成一個中頻分信號，其中n個中頻分信號作為主支線的輸出信號被綜合成一個共用的合成信號。該共用的合成信號被限幅、進行數/模變換并變換成載頻輸出信號。
在按照EDGE或UMTS標準所構成的無線通信系統中，當采用所謂的“單載頻方案”時，譬如對復合基帶分信號進行線性調制和疊加以便產生載頻分信號。在此，載頻分信號不具有穩定的瞬時功率。
在各個載頻分信號中，由于受線性調制作用，會出現最大幅度值或最大功率值，這些值明顯超過載頻分信號的功率平均值。于是得到所謂的“峰值對平均值”為PAR＞1。
該載頻分信號被輸送給一個HF輸出放大器，其線性放大的放大器特性曲線必須具有適當的余量，以便在放大器輸出信號時避免出現非線性失真。
這種類型的放大器，由于余量的要求在結構上很復雜，并且具有很高的功率損耗。附加地傳輸系統總效率降低。
在采用所謂的多載頻方案時，多個基帶分信號用不同載頻調制被轉換成中頻范圍。在那里，中頻的分信號相關地被綜合成一個合成信號。該合成信號被變換成一個載頻輸出信號并且到達HF輸出放大器。還有在這里在載頻輸出信號中出現最大的幅度值或最大功率值，這些值明顯超過載頻輸出信號的功率平均值。在采用HF輸出放大器時，又必須有適當的余量。
不僅在采用單載頻，而且在采用多載頻方案時，在分信號中為了限幅，一方面在基帶中，另一方面在中頻范圍都使用所謂的“限幅方法”。
在基帶中使用限幅方法時，分信號在其頻帶中大大失真。借助所謂的“根-升余弦”濾波器(RRC濾波器)時，為了在相鄰頻段減少干擾，將在頻譜上限制通過限幅引起的失真以及分信號本身。
RRC濾波器附加地構成由分信號過去的和當前的狀態值組成的線性組合，因為借助RRC濾波器可實現分信號的內插法。這樣一來，由限幅方法使得在幅度上受限制的分信號的最大幅度值再次明顯地升高。
當在中頻范圍采用限幅方法時，最大的幅度值不升高，但是在相鄰頻帶中卻產生強干擾。
不僅在基本頻帶、而且在中頻頻帶，作為替代方案有2種限幅方法可應用。在采用便于實現的“矩形限幅”時，不僅分信號的同相分量而且其正交分量都彼此無關地在幅度上受限制。在采用“圓形限幅”時，由復合分信號構成的量值不超過預定的最大值。
本發明的任務是如此在其幅度值中限制數字復合分信號，以致于該數字復合分信號可輸送給有微小放大余量的放大器。
本發明的任務由權利要求1所述的特征解決。本發明優選的擴展方案在從屬權利要求中給出。
通過本發明實現的確定在基帶內所預期的信號高出量和通過構成用于影響基帶限幅的控制信息，就可避免在基帶分信號中幅度過高，和減少載頻發射信號的干擾。
通過本發明所述的方法，在采用相同的“誤差向量幅值”EVM時，可獲得減少分信號中“峰值對平均值比”的值PAR。
下面就附圖詳細說明本發明的實施例。在此示出
圖1示出按現有技術構成由多個分信號組成的載頻UMTS發射信號的簡化方框圖，圖2示出按本發明構成由多個分信號組成的載頻UMTS發射信號的簡化方框圖，圖3示出構成在圖2中所示信息信號的實施例，圖4示出一個RRC濾波器的頻率特性，圖5至圖9示出圖3所示分濾波器的信號序列，圖10示出按本發明構成由一個分信號組成的載頻UMTS發射信號的另一個簡化方框圖，圖11示出構成在圖10中所示信息信號的第一實施例以及圖12示出構成在圖10中所示信息信號的第二實施例。
圖1示出按現有技術構成由多個數字分信號BS1、BS2、BS3和BS4組成的載頻UMTS發射信號TS的簡化方框圖。
在這里所示的“多載頻裝置”中，分信號BS1至BS4可變換成分別為不同的中頻分信號ZS1、ZS2、ZS3和ZS4，并且可被綜合成一個共用的合成信號SS。這個共用的合成信號SS變換成載頻UMTS發射信號TS。
基頻帶的分信號BS1、BS2、BS3和BS4被分別分配給一個主支線HZ1、HZ2、HZ3和HZ4。
第一分信號BS1到達第一主支線HZ1，通過那里設置的部件BBC限制其振幅，借助一個根-升余弦濾波器RRC進行濾波，借助內插級IP進行內插以及借助第一混頻器M1變換成第一中頻分信號ZS1。
可與此相比，分信號BS2至BS4借助主支線HZ2至HZ4變換成其它中頻分信號ZS2至ZS4，其中中頻分信號ZS1至ZS4具有不同的載頻。
中頻分信號ZS1-ZS4到達一個加法裝置并且在那里被綜合成一個共用合成信號SS。合成信號SS又借助部件IPZ進行內插，借助裝置ZFC進行限幅，并且變換成模擬信號以及最后借助調制器MS變換成載頻UMTS發射信號TS。
在基帶(基帶限幅，BBC)中限幅以及在中頻范圍(ZFC)限幅的上述缺點都相應地適用。
圖2示出按本發明由多個數字分信號BS1、BS2、BS3和BS4組成的載頻UMTS發射信號TS的簡化方框圖。
與圖1相比，各個分信號BS1至BS4作為輸入信號不僅分別到達主支線HZ1、HZ2、HZ3和HZ4，而且也到達分支線NZ1、NZ2、NZ3和NZ4。
由此，譬如可給第一分信號BS1分配一條第一主支線HZ1和一條第一分支線NZ1。借助第一分支線NZ1，作為估計值SW1求出中頻分信號ZS1的、在所分配的主支線HZ1中、通過限幅所預期的信號高出量，估計值SW1作為分支線NZ 1的輸出信號到達共用組合器COMB。
在主支線HZ1中所預期的信號高出量可在分支線NZ1中借助部件APRRC1求出。優選地附加進行內插(IP)。
與此相比較，對于分信號BS2至BS4可求出在主支線HZ2、HZ3和HZ4中所預期的信號高出量相應的估計值SW2、SW3和SW4，其中這些估計值SW2至SW4同樣可到達共用組合器COMB。
共用組合器COMB對每一單個分信號BS1至BS4都分別構成一專用的信息信號IS1、IS2、IS3或IS4，該專用的信息信號被用來在相應的主支線HZ1至HZ4中控制限幅。
圖3示出構成在圖2中所示的信息信號IS1、IS2、IS3和IS4的基頻帶的4個分信號BS1至BS4每一單個的分信號，作為輸入信號到達一個多相濾波器PPF1、PPF2、PPF3及PPF4。第一多相濾波器PPF1在此包括4個彼此并行設置的分濾波器TF11、TF12、TF13和TF14。第二多相濾波器PPF2包括4個彼此并行設置的分濾波器TF21、TF22、TF23和TF24。對于多相濾波器PPF3或PPF4適用相應的分濾波器。
第一分信號BS1譬如到達第一多相濾波器PPF1或到達其4個分濾波器TF11至TF14。第一分濾波器TF11從第一輸入信號BS1中構成第一信號序列KR11，該第一信號序列KR11具有一個相當于主支線HZ1的RRC濾波器的分布的幅頻特性和具有一個與第一分信號BS1的取樣時刻相比移位一個固定時差的取樣值。
相應地信號序列KR12、KR13及KR14借助第一多相濾波器PPF1的分濾波器TF12、TF13及TF14構成，其中第一多相濾波器PPF1的信號序列KR11至KR14代表在圖2中所示的估計值SW1。
相同的情況適用于到達相應的多相濾波器PPF2至PPF4的分信號BS2至BS3，其中對于分信號BS2至BS4又構成信號序列KR21、KR22、...、KR44。
用n＝1、2、3、4將多相濾波器PPF1至PPF4的各第一信號序列KRn1在數值上綜合成第一數值和B1。由此，對于上述所要求的取樣時刻可估計出內插的、調制的合成信號SS的、最大可能的值。
同樣情況對其它的時差用第二、第三或第四個信號序列KRn2、KRn3或KRn4進行，這些信號序列在數值上綜合成相應的數值和B2、B3或B4。根據各個分濾波器TFn1至TFn4的時差，一個在確切固定的時刻產生的信號值，譬如在BS1，可影響合成信號SS的多個值。借助下述的裝置，可求出這些受影響的多個值的最大值。
代替被考慮的數值和B1至B4，為求出最大值，第一數值和B1一方面直接地，并且另一方面借助多個計時器z-1分別時延地到達第一最大值構成裝置MWB1，借助該裝置，構成第一最大值MW1。這個最大值包括關于在一定時延時合成信號SS出現最大幅度的信息。
其它最大值MW2、MW3或MW4都相應地由數值和B2、B3或B4構成。最大值MW1至MW4被輸送給一個共用最大值比較級MWVS，并且含有在其它的時延中關于出現的最大幅度的信息。
借助最大值比較級MWVS，計算由最大值MW1至MW4構成的共用最大值GMW，該共用最大值GMW由此含有關于合成信號SS出現的最大值信息，相應的分信號BS1、BS2、BS3或BS4參預了該合成信號SS。該共用最大值GMW與系統限制的預定的“限幅值”c比較，并且這樣對于每一單個主支線HZ1至HZ4來說，在基于比較情況下，構成相應的信息信號IS1至IS4，該相應的信息信號IS1至IS4為控制限幅分別輸送給相應的主支線。
在此適用于(在此采用1≤x≤4) 公式中c作為規定的限幅值。
在此，譬如使用一個共用限幅值c用于各個分信號BS1至BS4。或者是對每個分信號各使用一個專用的限幅值cx、也即限幅值c1用于分信號BS1，限幅值c2用于分信號BS2等等。
在現舉的例子中，設c＝c1＝c2＝c3＝c4。
在這里以舉例方式給出了主支線HZ1，其中一方面將第一信息信號IS1連接到部件BBC上以進行限幅，并且另一方面通過延遲節del以渡越時間延遲的方式連通第一分信號BS1。
借助一個乘法器MUL實現控制限幅，信息信號IS1作為預定的限幅值c1或作為最大值GMW輸送給該乘法器MUL使與第一分信號BS1進行相乘。一個由乘法器MUL構成的乘法器輸出信號可得到其它處理。
圖4示出了一個RRC濾波器(余弦滾降濾波器)的頻率特性。在此，在X軸上給出了以MHz為單位的與中心頻率的頻差，而在Y軸上給出了以dB為單位所屬的衰減值。
圖5至圖9示出了圖3中所示分濾波器的信號序列。
圖5示出了在內插一個因數n＝4時，在圖4中所示的頻率特性的一個信號序列。在X軸上，時間t以劃分成T＝1/3.84MHz的時間幀(Zeitraster)標出，在Y軸上將所屬的系數作為信號序列的數據值標出。
在內插一個系數4時，在有用數據之間分別插入3個“0”值，這就導致在頻率范圍內周期性地重復相應的有用信號頻譜。通過所插入的“0”值，在直接構成卷積和時產生與一個結果“0”相乘，由此無須做解釋地實施這些乘法。在準確考察時，現在得到4個分濾波器，這4個分濾波器分別按照分信號BS1至BS4的取樣時鐘工作，并且共同構成一個RRC濾波器。
圖6、圖7、圖8和圖9在與圖6相比較情況下示出，在Y軸上可讀出的系數作為該4個分濾波器的信號序列的數據值。
圖10示出按本發明用于構成由一個分信號BS1組成的載頻UMTS發射信號TS的另一個簡化方框圖。
它可被看成是一個所謂的“單載頻裝置”。又是一個分信號BS1作為輸入信號一方面到達主支線HZ1，并且另一方面到達分支線NZ1。
在主支線HZ1內，分信號BS1進行限幅(BBC)，濾波(RRC)和內插(IP)。在與圖2相比較的情況下，在分支線NZ1中，借助部件APRRC1估計主支線中所期望的信號高出量，并且構成信息信號IS1，該信息信號IS1到達主支線HZ1以控制限幅。
在這里所示的“單載頻裝置”具有“多載頻”能力，如果分信號BS1通過調制和合成從多個信號S11、S12、S13、...、S1k中產生(在此未畫出)，并且RRC濾波器對應于在調制時所用的頻率使相應的有用信號頻帶不衰減和使所有的其它分信號頻帶衰減地通過。
圖11示出構成在圖10中所示的信息信號IS1的第一實施例。
在分信號BS1上，首先在基頻帶內使用一個圓形限幅方法，在這里作為裝置CIRC示出。該圓形限幅方法在此是可任選的，但特別是優選使用的，因為分信號BS1高出量可用標準的取樣時間幀抑制。
然后，該分信號到達一個由4個分濾波器TF11、TF12、TF13及TF14組成的多相濾波器PPF以構成信號序列KR11至KR14。這些信號序列與圖3相比，一方面是直接地，并且另一方面是借助多個計時器z-1分別以時延方式到達最大值構成裝置MWB1至MWB4，其最大值MW1至MW4又到達最大值比較級MWVS。按照上述方法，又構成信息信號IS1，該信息信號IS1被輸送到主支線HZ1以控制限幅。
圖12示出構成在圖10中所示的信息信號IS1的第二實施例。
在這個在實現費用方面最佳化的改進方案中，第一分信號BS1在圓形限幅方法(CIRC)之后通過內插裝置IP到達最大值裝置MW。設計內插裝置IP作為具有內插系數2的半帶濾波器，并借此只展示大致近似的RRC濾波器頻率特性。
在此種類型的選擇中，圖11中第一分濾波器TF11簡化成一個簡單的時延，因而信號序列KR11根據前述的圓形限幅方法不超過預定的限幅閾值c。于是，超過限幅閾值c只還通過第二分濾波器TF12的信號序列KR12產生的，在這里作為內插裝置IP標出。在這種情況下，分信號BS1在裝置BBC中必須繼續減少。這種減少譬如可實現的方式是通過在采用最大值裝置MW時，構成信號序列KR12數值的倒數，并且這個數值倒數與限幅閾值c相乘。
現在，可獲得一個標度因子IS1，用該標度因子IS1標度分信號BS1，以便按照數值歸一化到限幅閾值c的值上。
如已述，在這里分信號BS1的信號值也可加入到信號序列KR12的多個值上。應用現在實施的最小值構成可如此確定最小的標度因子IS1，以致于也可將信號序列KR12的最大值，在數值上最大地歸一化到限幅閾值c的值上。
為避免在采用分信號BS1時升高信號幅度，標度因子IS1在數值上限制到“1”的值。
權利要求
1.從一個基頻帶的n個分信號(BS1、BS2、BS3、BS4)中構成載頻輸出信號(TS)的方法，-其中n個分信號(BS1，...，BS4)中每一單個的分信號作為輸入信號分別分配給一個主支線(HZ1、HZ2、HZ3、HZ4)，并且在相應的主支線(HZ1，...，HZ4)中對分信號(BS1，...，BS4)進行限幅、濾波和變換成中頻分信號(ZS1、ZS2、ZS3、ZS4)，-其中中頻的n個分信號(ZS1，...，ZS4)綜合成一個合成信號(SS)，并且-其中合成信號(SS)被限幅，并且以數模變換方式變換成載頻輸出信號(TS)，其特征在于，-在基頻帶中，與主支線(HZ1，...，HZ4)平行n個分信號(BS1，...，BS4)的每一單個的分信號分別作為輸入信號分配給一個分支線(NZ1、NZ2、NZ3、NZ4)，-在所分配的分支線(NZ1，...，NZ4)中，對每個分信號(BS1，...，BS4)來說，作為估計值(SW1、SW2、SW3、SW4)求出在相應的所分配的主支線(HZ1，...，HZ4)中分別所期待的分信號(BS1，...，BS4)的信號高出量，-從n個分支線(NZ1，...，NZ4)的n個估計值(SW1，...，SW4)，為每個主支線(HZ1，...，HZ4)各構成一個信息信號(IS1、IS2、IS3、IS4)，-借助信息信號(IS1，...，IS4)如此控制在相應的主支線(HZ1，...，HZ4)中的限幅，以致于對載頻輸出信號(TS)限幅和使其無失真。
2.按照權利要求2所述的方法，其特征在于，在主支線(HZ1，...，HZ4)中所分配的分信號(BS1，...，BS4)輸送給根-升余弦濾波器(RRC)。
3.按照權利要求1或2所述的方法，其特征在于，用1≤i≤n在第i個分支線(NZ1，...，NZ4)中為了求出第i個估計值(SW1，...，SW4)，將分配給第i個分支線的第i個分信號(BS1，...，BS4)對應于所有n個分信號的數目經多次濾波(TFi1、TFi2、TFi3、TFi4)，并且從經所有濾波得到的最大值中構成一個信號序列(KRi1、KRi2、KRi3、KRi4)，該信號序列(KRi1、KRi2、KRi3、KRi4)構成第i個分支線(NZ1，...，NZ4)的估計值(SWi)。
4.按照權利要求3所述的方法，其特征在于，在采用n個分支線(NZ1，...，NZ4)時，由分別進行濾波所使用的第i個分濾波器(TFi1，...，TFi4)的信號序列(KRi1，...，KRi4)在數值上被加成第i個數值和(BS1、BS2、BS3、BS4)，并且從第i個數值和(BS1，...，BS4)構成第i個最大值(MW1、MW2、MW3、MW4)。
5.按照權利要求4所述的方法，其特征在于，從m個最大值(MW1，...，MW4)中構成一個共用的最大值(GMW)，與給定的限幅值(c)比較，并且根據這種比較構成分配給主支線(HZ1，...，HZ4)的信息信號(IS1，...，IS4)。
6.按照上述權利要求之一所述的方法，其特征在于，在主支線(HZ1，...，HZ4)中將所分配的信息信號(IS1，...，IS4)與時延分信號(BS1，...，BS4)相乘。
7.按照上述權利要求之一所述的方法，其特征在于，通過調制和合并各個信號產生第i個分信號(BS1)，并且使用RRC濾波器，該RRC濾波器使符合調制頻率的有用信號頻帶不明顯衰減，但卻可使其它分信號頻帶顯著衰減。
全文摘要
本發明涉及一種從一個基頻帶的n個分信號中構成載頻的輸出信號的方法。n個分信號中每一單個的分信號作為輸入信號都分別被分配給一個主支線。在主支線中，相應的分信號被限幅、濾波和轉換成一個中頻分信號。n個中頻分信號作為主支線的輸出信號被綜合成一個共用的合成信號。該共用的合成信號被限幅、進行數/模變換并變換成載頻輸出信號。每個分信號都附加地到達一個分支線，借助該分支線，分信號所期望的信號高出量在相應的主支線中作為估計值被求出。借助該估計值在主支線中控制相應的分信號在那里分別進行的限幅。
文檔編號H04L27/36GK1650589SQ03809726
公開日2005年8月3日 申請日期2003年4月1日 優先權日2002年4月30日
發明者B·耶隆內克 申請人:西門子公司