專利名稱：具有信號通路的接收機的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種具有信號通路的接收機，包括下列元件調諧裝置；解調電路，用于提供具有基帶立體聲和信號(L+R)、19kHz立體聲導頻以及在空白的38kHz副載波上雙邊帶調幅的立體聲差信號(L-R)的立體聲多路復用信號；用于將模擬信號轉換成時間離散信號的采樣裝置；以及具有濾波器和包括振蕩器的鎖相環的立體聲解碼器。
可以從EP 0512606 B1中得知這種接收機。在88-108MHz的UHF范圍中，RF信號是作為調頻信號發射的。大多數的站發射立體聲信號。在解調RF調頻信號之后，獲得立體聲多路復用信號，該信號具有在15kHz范圍內的基帶立體聲和信號(L+R)和在38kHz空白副載波上雙邊帶調幅的立體聲差信號(L-R)。和信號(L+R)也稱為單聲道信號。立體聲差信號(L-R)的解調需要具有大量電路組件的接收機。該接收機包括由立體聲導頻控制的鎖相環。當發射機的頻率變化時，立體聲導頻也發生變化。要重新調整接收機中的解調器。由于這些無用頻率發生變化，所以將簡稱為SRC的采樣率轉換器放置在立體聲解碼器之前。第二采樣頻率轉換器在立體聲解碼器之后。這些轉換器是精密的。
因此，本發明的目的是提供一種簡單的立體聲解碼器。
通過在權利要求1中限定的技術特征達到這個目的。根據本發明，可以在復數范圍內執行濾波器的操作。頻率響應邊緣處于0Hz附近的一個復數范圍內。在一段時間周期內執行的實數輸入信號與余弦波的乘法產生了在頻率范圍內向兩側偏移的結果，即，在載波頻率+/-φ周圍的調制Y(eiθ)＝(X(ei(θ-φ))+X(ei(θ+φ)))/2借助于具有載波頻率φ的余弦波的調制產生一個輸出信號，其中有用部分在+/-2φ附近被輸入頻譜中的無用部分補充。這可以借助于一個能抑制頻譜中+/-2φ附近的無用部分的前置濾波器來避免。這同樣適用于采用正弦波的調制。
實數或復數信號利用復指數eiθn，即與虛指數相乘，導致只向頻率范圍中的一側偏移，因此沒有使用前置濾波器。
Y(eiθ)＝(X(ei(θ-φ))在該立體聲解碼器中，復調制是通過由振蕩器提供的信號cos(nφ)和sin(nφ)實現的。非遞歸的半帶濾波器，即，有限脈沖響應濾波器，簡稱為FIR濾波器，具有π/2相移的特性。該π/2相移也稱為90度相移或稱為二次反射(quadratic mirroring)。術語二次反射表示這類濾波器的傳遞函數H(f)可以根據下列等式被反射采樣頻率的四分之一(Fs/4)。
|H(Fs/4-f)|+|H(Fs/4+f)|＝1術語半帶是指FIR濾波器的第二特性，即表示這些濾波器起縮減和/或內插的作用。FIR濾波器具有一個值得關注的特性，其一半的系數是零。當用于縮減時，在數字技術中這意味著在表格中每個第二值被除去。對于內插，這意味著第二值，即先前的值，被插入在表格中的每個值之后。兩倍縮減也稱為下降2倍采樣(down-sampling by 2)。
該FIR濾波器的第三個值得關注的特性是當選定長度為奇數時，延遲是采樣的整數倍。當這些FIR濾波器與復調制結合使用時，只插入簡單的延遲元件，從而使得在立體聲解碼器中的復調制在不同的時間是同相的。用于復數信號的立體聲解碼器中的FIR濾波器的傳遞函數在頻率范圍內偏移采樣頻率的四分之一，從而使得在下文中也稱為斜面的過渡帶以0Hz頻率附近為中心，即，在f0＝0附近，并且與L+R和L-R頻譜重疊，當使用這些濾波器時頻譜也可以以f0＝0為中心。用直流電流類推，值f0＝0也稱為DC，其在施加的電壓處具有零頻率。由于反射特性，可以通過連接該信號的實數部分來恢復L+R和L-R信號。
FIR濾波器的傳遞函數在頻率范圍內偏移采樣頻率的四分之一是指該實數FIR濾波器的系數是用下列方式修改的h[n]→h[n]einπ/2這些系數的修改對于實現FIR濾波器沒有其他的影響。
與復調制相結合的FIR濾波器的這三個特性是完美解決立體聲解碼器的關鍵。
參考在下文中描述的實施例，本發明的這些及其他方面將得到闡述并變得清晰。
在附圖中
圖1是包括立體聲解碼器的接收機的方框圖，圖2顯示了在立體聲解碼器的輸入端處的第一頻譜，圖3顯示了第一頻譜和第一半帶或FIR濾波器的頻率響應，圖4顯示了在第一FIR濾波器的輸出端處的第二頻譜，圖5顯示了在第一調制器的輸出端處的第三頻譜，圖6顯示了第三頻譜和第二FIR濾波器的頻率響應，圖7顯示了在第二FIR濾波器的輸出端處的第四頻譜，圖8顯示了在第二調制器的輸出端處的第五頻譜，圖9顯示了第五頻譜以及對稱的FIR高通和低通濾波器的另兩個頻率響應，圖10顯示了在對稱的FIR高通和低通濾波器的第一輸出端處的第六頻譜，圖11顯示了在對稱的FIR高通和低通濾波器的第二輸出端處的第七頻譜，圖12顯示了在橢圓濾波器的輸出端處的導頻，圖13顯示了在第三調制器的輸出端處的具有復數L+R信號的第八頻譜，圖14顯示了在第四調制器的輸出端處的具有復數L-R信號的第九頻譜，圖15顯示了在第一轉換器的輸出端處的實數L+R信號的第十頻譜，圖16顯示了在第二轉換器的輸出端處的實數L-R信號的第十一頻譜，圖17是鎖相環的方框圖，以及圖18是振蕩器的方框圖。
圖1顯示了立體聲解碼器1，它具有有限脈沖響應或FIR濾波器2、復調制器3、第二FIR濾波器4、第二復調制器5、下降2倍采樣濾波器6、具有兩個FIR濾波器8和9的電路7、第三和第四調制器10和11、另外兩個下降2倍采樣濾波器12和13、兩個轉換器14和15、橢圓低通濾波器16、控制通路17、二重內插濾波器18、振蕩器19、延遲元件20、第五下降2倍采樣濾波器21、第二延遲元件22、第六下降2倍采樣濾波器23、以及第三延遲元件24。在立體聲解碼器1中，輸入信號通過導電連接25被提供到FIR濾波器2。另外的雙導電連接26從FIR濾波器2引向調制器3，并從FIR濾波器2把信號提供到調制器3。來自調制器3的信號通過雙導電信號連接27被提供到第二FIR濾波器4。通過其他的信號連接27到36，以及通過FIR濾波器4、調制器5、FIR濾波器8和9、調制器10和11、下降2倍采樣濾波器12和13、以及轉換器14和15，信號進一步被提供到輸出端37和38。連接26到36是雙并行連接，每個連接傳送一個信號。
振蕩器19是離散控制的振蕩器，簡稱為DCO。DCO19具有三個帶有雙導電信號連接的輸出端39到41，它們通向復調制器3；通過延遲元件20和另一個連接42通向調制器5，并且通過下降2倍采樣濾波器21和第二延遲元件22、以及連接43和44通向調制器10；通過FIR濾波器4、下降2倍采樣濾波器23和第三延遲元件24、以及其他的連接45、46和47通向調制器11。DCO19在輸出端的一個信號連接上產生余弦信號并在另一個信號連接上產生正弦信號。信號在連接39上具有38kHz的頻率，在連接40、45、46和47上具有+19kHz的頻率，并且在連接41、42、43和44上具有-19kHz的頻率。
在立體聲解碼器1的輸入端48處設置具有天線50的調諧裝置49、調頻器51和A/D轉換器52。轉換器以4×44.1kHz的采樣率Fs采樣時分多路復用信號。調諧裝置49通過連接53控制。設置在立體聲解碼器1的輸出端37和38處的轉換器54從單聲道信號L+R和差信號L-R中產生左立體聲信號和右立體聲信號，揚聲器55和56將該立體聲信號再現為聲信號。立體聲解碼器1、調諧裝置49、調頻器51、A/D轉換器52和轉換器54組成接收機。
與復調制結合的FIR濾波器2、4、7、8和9是立體聲解碼器1的完美解決方案的關鍵，現在參考圖2到15說明立體聲解碼器1的功能。
圖2顯示了提供到立體聲解碼器1的多路復用信號的頻譜，該信號存在于連接25上，并以4×44.1kHz的采樣率Fs采樣。所示的頻譜沒有RDS、ARI和SCA信號。從零開始，具有基帶57的基帶立體聲和信號L+R、19kHz的導頻58、以及隨后的具有在38kHz副載波上雙邊帶調幅的兩個邊帶59和60的立體聲差信號L-R，在頻譜的右半邊延伸。由于頻帶范圍內的對稱特性，頻帶和導頻57-60圍繞零反射，并且以側邊反轉的形式按頻帶和導頻61、62、63和64的方式出現在頻譜的左半邊。
圖3顯示了對稱的FIR低通濾波器2的頻率響應65，從零交點看，右移了Fs/4，即44.1kHz。因此，L+R信號處于傳輸頻帶66中，該傳輸頻帶66在下文中也稱為斜面。濾波器2是復數的，以復數形式操作并且也提供復數輸出信號。
圖4顯示了在濾波器2濾波之后的復數輸出信號的頻譜。因為L+R信號是以斜面66內的斜面值濾波的，取決于有關的斜面值，為L+R信號獲得減少的值。L+R信號的邊帶67和68被減少。濾波器2的復數輸出信號存在于連接26上。
圖5顯示了在調制器3調制之后的頻譜。信號在調制器3中在-38kHz處被復調制，即，頻譜左移-38kHz。因此，頻譜的L-R信號以零附近為中心，即在DC周圍。現在零在L-R信號的兩個邊帶59和60之間。在連接27上提供調制器3的輸出信號。
圖6顯示了現在提供給對稱的FIR濾波器4的居中的L-R信號。濾波器左移Fs/4，即44.1kHz。采用右移Fs/4的對稱的FIR高通濾波器濾波也是有可能的。因此L-R信號，即L-R信號的兩個邊帶位于第二頻率響應70的第二過渡帶69，在下文中也稱為斜面。
圖7顯示了在利用濾波器4濾波之后的頻譜。因為立體聲差信號L-R是以斜面69內的斜面值濾波的，取決于有關的斜面值，為L-R信號獲得減少的值。在連接28上提供具有減少的邊帶71和72的相關信號并且將其提供到調制器5。
圖8顯示了在調制器5中在19kHz處被復調制并且右移19kHz的頻譜。當復調制的頻率是原始的導頻的精確倍數時，當前導頻位于零交點處。在下降2倍采樣濾波器6中，信號被下降2倍采樣。復數信號從連接30通過兩個不同的支路傳遞。在一個支路中，信號被提供到濾波電路7以用于音頻處理，而在另一個支路中，它被提供到橢圓濾波器16，即具有小帶寬的帶通濾波器，以用于提取導頻58和62。現在靠近DC的導頻58用于控制DCO19，該DCO19控制復調制。
圖9顯示了濾波電路7中的信號。在左側部分顯示了具有頻率響應73的FIR濾波器8，并且在右側部分顯示了具有頻率響應74的FIR濾波器9。濾波電路是左移(Fs/2)/4＝22.05kHz的對稱的FIR高通和低通濾波器，以便分離L+R和L-R信號。
圖10顯示了由FIR低通濾波器8在連接32上提供的輸出信號的頻譜。該信號是用斜面66復數濾波的L+R單聲道信號，具有兩個減少的邊帶67和68。
圖11顯示了由FIR濾波器9在連接31上提供的輸出信號的頻譜。該信號是用斜面69復數濾波的L-R立體聲差信號，具有兩個減少的邊帶71和72。
圖12顯示了在低通濾波器16之后的頻譜。導頻58在DC處。
圖13顯示了在調制器10之后的L+R單聲道信號的頻譜。在調制器10中，信號以19kHz調制，即右移19kHz，從而使得頻譜的兩個減少的邊帶67和68以DC為中心。
圖14顯示了在調制器11之后的L-R差信號的頻譜。在調制器11中，L-R信號以-19kHz調制，即左移-19kHz，從而使得頻譜的兩個減少的邊帶71和72以DC為中心。
圖15顯示了在轉換器14之后的具有原始邊帶66和76的L-R信號的頻譜。轉換器14從復數L+R信號中過濾實數部分，從而獲得原始的L+R信號。
圖16顯示了在轉換器15之后的具有原始邊帶77和78的L-R信號的頻譜。轉換器15從復數L-R信號中過濾實數部分，從而獲得原始的L-R信號。
圖17顯示了鎖相環或PLL80，它具有調制器3、FIR濾波器4、第二調制器5、下降2倍采樣濾波器6、橢圓低通濾波器16、控制通路17、內插濾波器18、DCO19、和延遲元件20。控制通路17包括具有系數a的放大器81、在前向控制84中的延遲元件82和具有系數b的第二放大器83、以及在反饋控制86中的延遲元件85、以及兩個加法器87和88。PLL80按照下列方式操作。
當DCO19與導頻以頻率和相位同步計時時，原始的L-R信號只能精確地恢復并且與L+R信號同相。這意味著復數信號在橢圓低通濾波器16之后僅僅具有DC部分，或者信號的虛數部分是零。利用PLL80，與零的偏差被用于控制DCO19使其與導頻相位同步。
當從初始相位和頻率偏差開始的偏移量被設置為零時，比例與積分控制通路16是必需的，從而使得在相位和頻率中都是分段的輸入信號與偏移量中的零同步。
在復調制之后只有虛數部分，即實際上只有相位識別被用于PLL的反饋回路中，并且用于控制DCO19。
瞬時響應的特性，例如響應時間和衰減可以通過控制通路17中的放大器81和83的倍增系數a和b的調整而調整。
振蕩器19的輸入信號是對導頻的相位和DCO19的輸出信號之間的不匹配的校正。
圖18顯示了具有四個運算放大器90、91、92和93、兩個延遲元件94和95、以及兩個加法器96和97的DCO19。復數振蕩器19在第一輸出端98處產生余弦信號，并且在第二輸出端99處產生正弦信號。運算放大器90和92的系數c、以及運算放大器91和93的系數s和-s可以按如下計算c＝cos(2πθ/Fs)s＝sin(2πθ/Fs)延遲電路94和95中的原始值應當設置為0和1。作為不匹配的校正的控制通路的輸出信號，被用于通過線性Taylor序列來修改系數c和s，其中εn是控制通路17的輸出信號，它控制DCO19c＝cos(2πθ/Fs)-sin(2πθ/Fs)*∑εns＝sin(2πθ/Fs)+cos(2πθ/Fs)*∑εn具有振蕩頻率θ的復數振蕩器19可能以軟件形成，作為界限穩定的振蕩濾波器。
附圖標記列表1立體聲解碼器2FIR濾波器3復調制器4第二FIR濾波器5復調制器6下降2倍采樣濾波器7濾波電路8，9FIR濾波器10，11復調制器12，13下降2倍采樣濾波器
14，15轉換器16低通濾波器17控制通路18內插濾波器19振蕩器20延遲元件21下降2倍采樣濾波器22第二延遲元件23下降2倍采樣濾波器24第三延遲元件25，26，27，28，29，30，31，32，33，34，35，36信號連接37，38輸出端39，40，41信號連接42，43，44，45，46，47連接48輸入端49調諧裝置50天線51頻率解調器52A/D轉換器53連接54轉換器55，56揚聲器57L+R信號58導頻59L-R信號第一邊帶60L-R信號第二邊帶61側邊反轉的L+R信號62導頻，側邊反轉63L-R信號第一頻帶，側邊反轉64L-R信號第二頻帶，側邊反轉65頻率響應66斜面
67L+R邊帶，減少的68第二L+R邊帶，減少的69第二斜面70第二頻率響應71L-R邊帶，減少的72第二L-R邊帶，減少的73，74頻率響應75，76實數L+R邊帶77，78實數L-R邊帶7980鎖相環81放大器82延遲元件83放大器84前向控制85延遲元件86反饋87，88加法器8990，91，92，93運算放大器94，95延遲元件96，97加法器98，99輸出端
權利要求
1.一種具有信號通路的接收機(1，49，51，52，54)，包括下列元件調諧裝置(49)；解調電路(51)，用于提供具有基帶立體聲和信號(L+R)、19kHz立體聲導頻、以及在空白的38kHz副載波上雙邊帶調幅的立體聲差信號(L-R)的立體聲多路復用信號；用于將模擬信號轉換成時間離散信號的采樣裝置(52)；以及立體聲解碼器(1)，它具有濾波器(2，4，7，8，9)和包括振蕩器(19)的鎖相環(80)，其特征在于可以在復數范圍中進行濾波器工作。
2.根據權利要求1的接收機，其特征在于濾波器(2，4，7，8，9)是復數濾波器。
3.根據權利要求1或2的接收機，其特征在于復數濾波器(2，4，7，8，9)是有限脈沖響應濾波器(2，4，7，8，9)。
4.根據權利要求1的接收機，其特征在于振蕩器(19)是離散控制的。
5.根據權利要求1或4的接收機，其特征在于振蕩器(19)提供復數信號。
6.根據權利要求1，4或5的接收機，其特征在于振蕩器(19)提供余弦信號和正弦信號。
7.根據前述任一項權利要求的接收機，其特征在于振蕩器(19)包括一個界限穩定的振蕩濾波器。
8.根據前述任一項權利要求的接收機，其特征在于振蕩器(19)控制調制器(3，5，10，11)。
9.根據權利要求8的接收機，其特征在于調制器(3，5，10，11)包括乘法元件。
10.根據權利要求1的接收機，其特征在于采樣裝置(52)以固定時鐘操作。
11.根據權利要求10的接收機，其特征在于該固定時鐘在4×20kHz和4×80kHz之間，優選地在4×32kHz和4×64kHz之間，特別地在4×44.1kHz。
12.根據權利要求1的接收機，其特征在于立體聲導頻是用具有0Hz附近的頻率響應的橢圓濾波器(16)濾波的。
13.根據權利要求1的接收機，其特征在于立體聲解碼器(1)包括將復數信號轉換成實數信號的轉換器(14，15)。
14.根據權利要求1的接收機，其特征在于鎖相環(80)包括具有放大器(81，83)的控制通路(17)。
15.一種在接收機的解碼器中對時間離散的立體聲多路復用信號進行解碼的方法，該立體聲多路復用信號具有基帶立體聲和信號(L+R)、19kHz立體聲導頻、以及在空白的38kHz副載波上雙邊帶調幅的立體聲差信號(L-R)，其特征在于該方法包括步驟通過濾波器對立體聲多路復用信號進行濾波，其中借助于斜面對兩個立體聲信號(L+R，L-R)中的一個進行復數濾波，通過調制器對濾波后的信號進行復調制，通過濾波器對調制后的信號進行濾波，其中借助于斜面對兩個立體聲信號(L+R，L-R)中的另一個進行復數濾波，對信號進行復調制，分離基帶立體聲和信號(L+R)和立體聲差信號(L-R)，對(L+R)和(L-R)信號進行調制，以及將信號從復數信號轉換為實數信號。
16.根據權利要求15的方法，其特征在于在第二調制之后對調制后的信號下降2倍采樣。
17.根據權利要求15的方法，其特征在于在第三調制之后對信號下降2倍采樣。
18.根據權利要求15的方法，其特征在于將實數信號分離成左立體聲信號和右立體聲信號。
全文摘要
本發明涉及用于接收RF信號的接收機(1，49，51，52，54)。已知的接收機包括由立體聲導頻控制的鎖相環。由于無用頻率發生變化，所以在立體聲解碼器之間放置一個采樣率轉換器。通過本發明可以進行復數范圍內的濾波操作。
文檔編號H04B1/16GK1639989SQ03805701
公開日2005年7月13日 申請日期2003年2月17日 優先權日2002年3月12日
發明者W·J·蒂里, L·A·J·范帕佩格姆 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司