專利名稱：用于減小通信網中寄生發射的與頻率有關的幅度預失真的制作方法
技術領域：
本發明涉及信號處理，具體地，涉及例如在無線通信網中的傳輸的信號的預失真，以減小寄生發射。
相關申請的交叉參考本專利申請要求2002年3月8日提交的、臨時專利申請號為60/362,660、代理卷號為C0009PROV的申請；2002年3月25日提交的、臨時專利申請號為60/367,399、代理卷號為C0011PROV的申請，以及2002年5月22日提交的、美國專利申請號為10/153,446、代理卷號為C0009的申請的申請日的權益。本專利申請的主題涉及到(a)1999年9月14日提交的、美國專利申請號為09/395,490、代理卷號為Johnson 6-1-17的申請(“‘490’申請”)，(b)2002年2月5日提交的、美國專利申請號為10/068,343的、代理卷號為C0001的申請，和(c)2002年5月22日提交的、美國專利申請號為10/153,289、代理卷號為C0011的主題，其全部教導在此引入作為參考。
背景技術：
現代無線通信網采用復雜的調制方案，它必須嚴格控制寄生發射(有時稱為“帶外發射”)，以避免干擾相鄰的載波和遵從規章實體(例如FCC)和標準實體(例如，ITU)的要求。寄生發射的一個源是基站發射機放大器，它被使用來在信號作為無線(例如射頻)信號發送到諸如蜂窩語音和/或數據網的無線通信網的無線(例如，移動)單元之前放大信號。現有技術的用于減小這樣的寄生發射的技術能夠滿足以前的要求。然而，無線通信網中最近的開發(例如，通用移動電信業務(UMTS))給基站發射機放大器加上額外的負擔，這使得進一步減小寄生發射是有利的。
發明內容
本發明的實施例針對把無線通信網寄生發射減小到滿足當前要求的水平的技術。具體地，本發明的實施例包括其幅度——以及優選地相位——是與頻率有關的預失真，該預失真加到輸入信號上，以生成預失真的信號，當這個預失真信號加到放大器時，導致在最終得到的放大的信號中較低的寄生發射。
在一個實施例中，本發明是用于減小在放大的信號中的寄生發射的方法，方法包括以下步驟(a)接收輸入信號；和(b)把幅度是與頻率有關的預失真施加到輸入信號上，以生成預失真信號，這樣，當預失真信號加到放大器生成放大的信號時，該預失真減小在放大信號中的寄生發射。
從以下的詳細說明、所附的權利要求和附圖，本發明的其它目的、特征和優點將更加完全清楚，其中相同的標號表示類似的或相同的單元。
圖1顯示按照美國專利申請序號09/395,490中描述的(與頻率無關的)預失真技術的系統的方框圖；圖2顯示圖1的數字預失真器的方框圖；圖3顯示圖2的指數(index)計算模塊、延時模塊、查找表、和輸出模塊的示例性FPGA實施方案的方框圖；圖4顯示圖1的接收機的示例性單信道、單變換實施方案的方框圖；圖5顯示具有幅度和相位是與頻率有關的預失真部件的預失真器與在‘490申請中描述的、與頻率無關的預失真部件相結合的一個可能的基帶域實施方案的方框圖；圖5A顯示類似于圖5的硬件實施方案的方框圖，除了在次要信號處理路徑上復數乘法和微分步驟的次序是顛倒的；圖6顯示用于圖5的預失真器的差分濾波器的線性幅度濾波器的脈沖響應；圖7顯示用于圖5的預失真器的差分濾波器的希爾伯特(Hilbert)變換濾波器的脈沖響應；圖8顯示用于圖5的預失真器的差分濾波器的單濾波器方案的脈沖響應；圖9顯示具有幅度和相位是與頻率有關的預失真部件的預失真器和與頻率無關的預失真部件相結合的一個可能的RF域實施方案的方框圖；以及圖9A顯示類似于圖9的硬件實施方案的方框圖，除了在次要信號處理路徑上復數乘法和微分步驟的次序是顛倒的。
具體實施例方式
‘490申請描述通過使用足夠滿足以前存在的規章和標準的數字預失真來減小寄生發射的技術。按照‘490申請，把幅度和相位是與頻率有關的預失真加到輸入信號上，以生成一個(主)預失真的信號，當預失真的信號以后被放大器放大時，該預失真信號減小寄生發射。按照本發明的實施例，把幅度——以及優選地相位——是與頻率有關的預失真加到附加的(即，次要的)預失真信號上，該預失真信號當與‘490申請中描述的主預失真的信號相組合時，可進一步減小在放大的信號中的寄生發射。以下的部分提供在‘490申請中教導的預失真技術的說明。接著是預失真部件的不同的可能的實現方案的說明，預失真部件的幅度和相位是與頻率有關的，預失真部件優選地與但不必須與‘490申請的預失真技術相組合，以進一步減小無線網中的寄生發射。
‘490申請的預失真技術在‘490申請中描述的預失真技術減小在無線通信網中相鄰的信道功率。具體地，‘490申請描述用于數字地和自適應地預失真外出的信號的技術，這牽涉到在信號被加到，例如，基站發射機放大器之前對于信號施加校正，這樣，校正是與由放大器產生的至少某些預期的失真相等但方向相反。校正使得至少某些放大器失真被抵銷，導致基站發射機比起不帶有這樣的預失真的相應的發射機具有更線性的傳輸特性。在這些環境下，相鄰的信道功率(級，寄生發射)被按希望地減小。
圖1顯示按照‘490申請中描述的預失真技術的系統10的方框圖。系統10包括數字預失真器12，用于接收輸入的數字基帶信號的同相(I)和正交(Q)分量；IQ調制器14，被連接到預失真器12的輸出端；放大器16，被連接到調制器14的輸出端；以及接收機18，通過耦合器17被耦合到放大器16的輸出端，以便生成反饋到預失真器12的控制信號。這些部件被配置成把校正施加到由通信設備(諸如用于發送無線通信數據的基站)生成的、和作為輸入信號(I，Q)加到預失真器12的輸入數字基帶信號(例如，碼分多址(CDMA)信號，寬帶CDMA信號，時分多址(TDMA)信號，增強的數據速率的通過全球移動通信系統評估(EDGE)信號，或其他信號，優選地具有很大的峰值功率對平均功率比)。系統10還通過接收機18提供自適應反饋，使得校正最佳化。
更具體地，這個預失真技術包括在信號被加到放大器16的輸入端之前把校正加到數字基帶信號，以使得校正是與由放大器16產生的失真的至少一部分相反的。因此，校正與放大器失真的某些部分互相抵銷，導致系統具有更加線性的傳送特性。在系統10中，為了利用數字電路的精確性和低成本，數字預失真器12優選地在基帶執行它的校正，之后信號被調制器14變換成射頻(RF)，以便放大和發送。
按照這個預失真技術，預失真器12預失真輸入信號的幅度和相位，作為信號功率的函數(但與頻率無關地)。由于幅度和相位校正隨信號功率(即，包絡功率)而變化，預失真器12依賴于放大器幅度與相位隨功率電平的變化的精確的說明來執行它的功能。正如下面將描述的，校正(對功率電平)的函數表達式具有多項式的形式，并由此優選地得出查找表。
更具體地，數字基帶信號由同相(I)和正交(Q)分量的離散時間樣本組成，它們在數字-模擬變換(未示出)后，被加到矢量IQ調制器14，以生成RF信號，然后該RF信號被輸入到放大器16。基帶信號的每個樣本可以由復數表示法表示為(I+jQ)，其中j是(-1)的平方根。預失真器12的預失真運算可以由以下的公式(1)-(3)表示I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB) (I)其中I′＝IA-QB (2)Q′＝QA+IB (3)其中I’和Q’是由預失真器12生成的、預失真的同相與正交基帶信號，以及A和B是預失真參數，它們是由I和Q表示的輸入信號的瞬時包絡功率的函數。方便地，對于參數A和B的不同的數值可被存儲在查找表(它是如下所述地生成的)，指數是由(I2+Q2)給出的瞬時包絡功率。
圖2顯示按照‘490申請的預失真技術的、圖1的數字預失真器12的方框圖。如圖2所示，預失真器12包括均衡濾波器20，用于接收如上所述的、由同相和正交分量組成的信號。均衡濾波器是技術上熟知的部件，用來連接到限幅模塊22，它把信號削波到預定的閾值。限幅模塊22的輸出饋送到低通濾波器24，以消除在削波期間生成的高頻分量。
低通濾波器24的輸出饋送到采樣模塊26，它提供上采樣信號(例如，增加采樣速率四倍，從原先的2X速率增加到8X速率)給指數計算模塊28，它根據基帶信號的同相和正交分量的平方和計算指數值。指數計算模塊28被連接到其中存儲參數A和B的查找表30。根據計算的指數數值檢索參數A和B的數值。
查找表30的預失真參數A和B是從一組多項式得出的，這組多項式非常近似于被使用來使得放大器特性線性化的校正。因為放大器(諸如甲乙類放大器)的特性的復數性質，通過使用用于參數B的一對多項式可以得到有利的結果，而單個多項式對于參數A是足夠的。(作為近似，可以說，參數A校正放大器的幅度失真，而參數B校正相位失真。)這些多項式可以按照(4)-(7)被寫出為如下A＝C0+C1P+C2P2+C3P3對于A≤Am(4)A＝Am否則 (5)B＝C4P+C5P2+C6P3對于P≤Pb(6)B＝(Bb1-Bb2)1+C7P+C8P2+C9P3對于P＞Pb(7)其中P＝(I2+Q2)是瞬時包絡功率。Am是加到參數A的最大值，以防止放大器被深度驅動到飽和。Am的典型值是2，但它可以隨詳細的設計而變化。Pb是其中參數B在公式(6)與(7)之間過渡的折彎點。Pb是通過最佳化算法得到的最佳化的參數。該數隨不同的放大器而變化。它也可以隨溫度變化。Bb1和Bb2是分別通過使用公式(6)和(7)得到的、在P＝Pb時參數B的數值。公式(7)右面第一項趨向于使得公式(6)和(7)在P＝Pb處連續。C0到C9是關于特定的放大器的轉移函數的系數，以及它們隨溫度、放大器的老化等等而變化。正如Pb一樣，最佳化算法找出給出最佳化結果的、系數C0到C9的數值。
當然，應當看到，在適當的情形下，兩個多項式可被使用于參數A以及參數B。而且，在許多情形下，有可能減小公式(4)和(6)，排除高于P的線性項的項，導致如下的公式(4’)-(7’)A＝C0+C1P對于P≤Pb(4′)A＝(Ab1-Ab2)+C2P+C3P2+C4P3對于P＞Pb(5′)B＝C5P對于P≤Pb(6′)B＝(Bb1-Bb2)+C6P+C7P2+C8P3對于P＞Pb (7′)其中Ab1和Ab2是分別通過使用公式(4’)和(5’)得到的在P＝Pb時參數A的數值。正如前面一樣，可以對于參數A的數值設置最大極限Am。另外，如果必要的話，從一個多項式方程到另一個多項式方程進行過渡的轉折點Pb可以對于A方程和對于B方程具有不同的數值。
為了適應于系數(例如，公式(4)-(7)中的C0-C9)的時變性質，在這個預失真技術中采用自適應方案，由此，系數值至少間歇地最佳化(或被作用)以保持最小或減小的寄生發射。再次參照圖1，在放大器16的輸出端處的耦合器17采樣該輸出，以及被調諧到要被減小的或最小化的寄生發射的頻率區域的接收機18生成正比于接收功率的電壓。多個接收機可被使用來在一個以上的頻率采樣寄生發射，或單個接收機順序地調諧到不同的感興趣的頻率。在不同的頻率處得到的電壓然后被組合成單個量，它的數值是要被減小或最小化的。當使用兩個頻率時(這通常是足夠的)，最終得到的電壓V1和V2可以按照公式(8)被組合為如下V＝V1+V2+|(V1-V2)| (8)其中|(V1-V2)|是(V1-V2)的絕對值。絕對值的這樣的使用使得V1和V2被減小或被最小化，而不是只提供這兩個數值的和值。如果只使用公式(8)的右面的頭兩項，則算法可以通過使得一個電壓非常小和另一個相當大，而可能找到偽最佳。公式(8)的替換例是V＝max(V1，V2)，其中max意思是選擇兩個數值的較大者。
找出減小或最小化V，從而減小寄生發射的系數的數值的適當的算法是由Nelder and Mead在”A Simplex Method for FunctionMinimization(用于函數最小化的單純方法)”，Computer Journal，Vol.7，pp.308-313(1965)中描述的、熟知的單純算法，該文章在此引用，以供參考。正如下面描述的，算法以修正的形式被實施。
再次參照圖2，根據來自圖1的接收機的反饋信號，處理模塊32實施修正的單純算法來更新被存儲在查找表30中的參數A和B的數值。應當看到，處理模塊32可以取諸如微處理器、數字信號處理器、或使用FPGA器件的處理電路那樣的各種形式。還應當看到，該單純算法可以以利用硬件和軟件的適當的組合的任何適當的方式被實施，這些方式在本領域技術人員閱讀本文后將會明白的。當然，被使用來實施算法的裝置(這里是模塊32)應當包括適當的貯存能力，用來存儲和保持對于運行算法所必須的代碼和數據。
在每次迭代時，由算法得出的系數的數值在上述的用于A和B的公式中被使用來生成表格，該表格被算法使用來用于下一次迭代。算法被允許連續運行，或至少間歇地運行，這樣，系數值跟蹤隨時間發生的改變。
由Nelder和Mead開發的單純最佳化算法打算用來最小化或減小通過數學計算得到的函數值。這個運行模式的重要的方面在于，如果計算重復進行，則得到相同的函數值。這與通過對于運行硬件的測量得到的數值成對比，其中噪聲和起伏不可避免地導致改變測量的值。當試圖對于運行的硬件實時使用單純算法時，這個差值具有重要的結果。
單純算法的實質是，在每次迭代時，與最壞的函數值有關的系數組被給出更好的函數值的新的一組代替。這個新的數值比起到這個時間之前得到的最好的函數值可能或不一定更好，但隨著算法進步，預期將得到越來越好的函數值。假設，由于測量中噪聲或起伏，得到特別好但有錯誤的數值。如果以后得到的數值比起這個錯誤的數值都是更壞的，則算法將收斂在該錯誤值上。因此，以它的慣用的形式，算法不是非常適合于使用于在數量被最佳化或按現在的情形進行運算時存在相當大的起伏的情形。
為了克服這個困難，單純算法以修正的形式被使用。在每次迭代的末尾，如果以前最好的數值被更好的數值代替，則算法進到下一個迭代。然而，如果迭代沒有產生新的最好的值，則現有的最后的點被重新評估以及新的數值代替以前的數值。因此，算法能夠恢復由于起伏的測量造成的錯誤的數據。這些起伏可導致更大的數目的迭代，以便達到想要的點(這可以是最佳點)，但并不阻止達到想要的點。
單純算法的另一個修正使得它能夠連續跟蹤由于溫度改變、部件老化、或其他擾動引起的放大器特性的改變。在算法的傳統實施方案中，建立退出準則(準則通常涉及到在該單純最壞點和最好點之間的函數值的部分變化)以及當滿足該準則時算法終結。當達到想要的或最佳點時，算法減小該單純的尺寸，它在達到想要的點的時間之前典型地變成非常小。一旦發生這一情形，算法就不再能夠對于放大器特性的改變作出反應。
在優選實施例中，通過在每次迭代開始時把單純尺寸與諸如預先設置的最小值那樣的數值進行比較，以及如果單純尺寸被減小到低于該數值，則增加尺寸到該數值，而阻止該單純尺寸變為太小。該數值被選擇為使得它足夠大，使得算法能夠跟蹤放大器特性的改變，但不至于太大而不能達到想要的(或最佳)點。適當的值是在該單純最壞點處每個系數的值與最好點處的相應的數值相差為5到10％的地方。
繼續參照圖2，采樣模塊26的輸出也被連接到延時電路34，該延時電路又被連接到輸出模塊36，輸出模塊根據從查找表30檢索的參數A和B的數值與來自延時電路34的延時的上采樣信號生成輸出信號。由延時電路34施加的延時優選地等價于在執行模塊28和30中包括的延時，這樣，(I和Q)與(A和B)的適當的數值同時達到輸出模塊36。
圖3顯示圖2的指數計算模塊28、延時器34、查找表30、和輸出模塊36的示例性FPGA實施方案300的方框圖。I和Q數據路徑分別在乘法器302和304獨立地進行平方，產生I2和Q2。這兩個數值在加法器塊206中被相加在一起，形成用于查找表的指數地址，查找表在圖3上取兩個分開的雙端口RAM存儲器塊308和310的形式，這兩個存儲器塊分別包含參數A和B。從存儲器塊輸出的參數在乘法器312、314、316和318中乘以延時的I和Q值，產生四個值I×A、I×B、Q×A、Q×B。這四個值被加法器和減法器塊320和322組合，分別形成(IA-QB)和(QA+IB)，它們作為I’和Q’被輸出。
附加電路324通過使用標準存儲器接口信號把在處理模塊32中生成的參數數據裝載到雙端口存儲器塊308和310。雙端口存儲器的使用允許實時更新查找表而不打擾由預失真處理接入參數值。
在例如處理模塊具有足夠高的處理速度以允許根據“按需要”的原則得到A和B參數的情形下，查找表配置是不必要的。在這種情形下，處理模塊計算適當的系數，以及A和B參數以后由處理模塊按需要或按想要地被計算而不用把這樣的參數存儲在查找表。
再次參照圖1，在數字預失真自適應反饋環中的接收機17被使用來測量在特定的頻率的窄頻帶上的RF功率。這個調諧的頻率例如偏離主CDMA載頻以及是要通過最佳化算法減小的寄生發射的頻率。
圖4顯示圖1的接收機18的示例性單信道、單變換實施方案的方框圖。在這個實施方案中，接收機18包括頻率綜合器50，它被連接到混頻器52。混頻器52的輸出端被連接到低通濾波器54，該低通濾波器又被連接到中頻(IF)鏈56。IF鏈56的輸出端被連接到模擬-數字變換器(ADC)58，然后它提供輸入到圖2的處理模塊32。圖4的三個重要的頻率是RF頻率，在該頻率上測量相鄰的功率電平；本機振蕩器(LO)頻率，它按需要改變，以調諧接收機；以及中頻(IF)，它是固定的。LO頻率可由LO＝RF-IF而找到。
更具體地，如圖所示，接收機18的RF輸入端提供耦合器17被耦合到功率放大器16的輸出端。這個寬帶RF信號在混頻器52中被下變頻到中頻(IF)，其中IF＝RF-LO。用于混頻器52的LO頻率由鎖相環(PLL)頻率綜合器50生成。這個LO頻率被來自微處理器(例如，圖2的處理模塊32)的(數字)調諧命令設置。
低通濾波器54被使用來濾波RF+LO頻率產物以及RF和LO的串饋，和由混頻器52產生的任何更高頻率的產物。在一個實施方案中，IF鏈56實際上包括放大器和窄帶帶通濾波器，它確保被測量的功率確實是在調諧的頻率上的功率而不包含來自例如主CDMA載波的功率。如果鏈56產生接收信號強度指示(RSSI)電壓輸出，它正比于IF功率，IF功率又正比于RF功率。RSSI電壓被ADC 58采樣，在ADC中最終得到的數字化的RSSI是數字字(它代表在調諧的頻率上的功率電平)，它被圖2的處理模塊32實施的最佳化算法使用。
在某些實施方案中，最佳化算法監視在多個頻率點上的寄生發射，在這種情形下，圖4的單信道接收機可以對于每個不同的頻率重新調諧。這種重新調諧通過類似于以下的程序過程來完成·微處理器(例如，處理模塊32)發送調諧命令到頻率綜合器，設置LO頻率(從而是接收機調諧的頻率)。
·微處理器等待PLL和RSSI設定下來。
·數字化的RSSI值被微處理器讀出。如果使用平均RSSI，可以取多個讀數。
·對于下一個頻率重復這些步驟。
‘490申請的預失真技術被設計成通過預失真基帶信號的幅度(主要通過參數A得到的)以及相位(主要使用參數B得到的)，而校正放大器的至少某些非線性。然而，在信號的特性(峰值功率對平均功率的比值接近于1，如在單信道TDMA系統中)不允許很大地擴大幅度，以使得放大器的幅度非線性不能像想要的那樣充分地被校正的情形下有應用。在這些應用中通過盡可能地校正相位(經由參數B)和通過適當地設置Am數值部分地校正幅度，可以得到很大的改進。
與頻率有關的幅度和相位預失真正如在前一節中描述的，‘490申請的預失真技術可被使用來達到寄生發射的很大的減小，但經常看到仍舊存在某些殘余的寄生發射。試圖通過修正公式(4)到(7)(公式(4’)到(7’))中的系數而減小這些殘余的寄生發射，導致非對稱情形，其中在通信信道的低頻端寄生發射的減小伴隨以在通信信道的高頻端寄生發射的增加，或反之亦然，導致性能上總的惡化(或至少沒有總的改進)。
按照本發明的實施例，為了減小寄生發射到低于由‘490申請的(與頻率無關的)預失真技術達到的電平，施加幅度和相位是與頻率有關的預失真。
由放大器造成的失真可被看作為由兩個部分組成。第一部分，是與信號帶寬無關和‘490申請(和其他傳統的與頻率無關的預失真技術)解決的，是與導致AM-AM(幅度對幅度)和AM-PM(幅度對相位)類型的失真的放大器轉移函數的曲率有關的。‘490申請的預失真通過校正轉移函數的曲率有效地處理放大器的這個部分的失真。
放大器失真的第二部分對于窄帶信號是可忽略的，但當帶寬增加時它變得越來越重要。放大器失真的這個部分具有正比于與載頻的頻率偏移的幅度和在載頻的任一邊的±90°的相移。因為這些特性匹配于微分器的那些特性，通過使用微分濾波器電路可以達到放大器失真的這個部分的透徹的校正。
兩個校正的組合可以由公式(9)如下地表達I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB)+d{(I+jQ)(X+jY)}/dt(9)其中I和Q是在預失真之前的輸入信號的同相和正交分量，I’和Q’是在預失真之后的相應的分量，j是-1的平方根，以及A，B，X和Y是預失真參數，它們是瞬時功率P(P＝I2+Q2)的函數。符號d/dt代表對于時間的微分。公式(9)的右面的第一項代表預失真的帶寬無關的部分，而第二項代表依賴于帶寬的部分。第二項可以如下地被擴展成公式(10)d{(I+jQ)(X+jY)}/dt＝d(Id+jQd)/dt＝d(Id)/dt+jd(Qd)/dt， (10)其中(Id+jQd)＝(I+jQ)(X+jY)。而且，導數可被近似為如下d(Id)/dt≈δId/δt，d(Qd)/dt≈δQd/δt (11)時間增量δt遠小于信號帶寬的倒數。
預失真參數A，B，X和Y，如果想要的話，可以按照如下的公式(12)-(15)用多項式表示A＝a0+a1P+a2P2+a3P3+... (12)B＝b1P+b2P2+b3P3+... (13)X＝x1P+x2P2+x3P3+... (14)Y＝y1P+y2P2+y3P3+... (15)應當指出，與P無關的項出現在公式(12)中，但它沒有出現在公式(14)中。功率無關的項ao是在公式(12)中，因為公式(9)的右面的第一項的輸出(即，主要的預失真信號)包含原先的輸入信號以及預失真信號，但類似的項在公式(14)中沒有出現，因為公式(9)的右面的第二項的輸出(即，次要的預失真信號)僅僅是預失真信號。
基帶域中與頻率有關的幅度和相位預失真圖5顯示幅度和相位是與頻率有關的次要的預失真部件與按照‘490申請生成的主要的預失真信號相組合的硬件(例如，FPGA，ASIC，或DSP)實施方案的方框圖。具體地，圖2的預失真器12的指數計算模塊28、查找表30、延時器34、和輸出模塊36被顯示為圖5的配置的、生成公式(9)的右面的第一項的輸出(即，主要的預失真信號I0，Q0)的部分。此外，在圖5上，查找表502保存參數X和Y的數值，它們可根據由模塊28生成的指數被接入，然后被復數乘法模塊504和微分濾波器506使用來計算公式(9)的右面的第二項的輸出(即，次要的預失真信號I1，Q1)。
延時塊34補償由模塊28計算(I2+Q2)的數值和從查找表30與502檢索A，B，X和Y的數值所需要的時間。模塊36的輸出被延時塊508進一步延時，以補償由微分濾波器506把輸出變換成次要的預失真信號所需要的時間(即，在公式(10)計算Id和Qd的時間導數的時間)。主要的預失真信號(I0，Q0)然后在組合器模塊510中與次要的預失真信號(I1，Q1)相組合，以生成新的組合的預失真信號(I’，Q’)，然后它們被調制和被放大(例如，通過圖1的調制器14和放大器16)，以便發送。
在圖5上，用于A和B以及用于X和Y的兩組多項式公式(即，公式(12)-(15))被顯示為預先計算的查找表(即，30和502)。在替換實施方案中，查找表30和或查找表502可以被根據公式(12)-(15)中的多項式的實時計算代替。在任一種情形下，取決于應用，公式(12)-(15)中“無限長”多項式可以通過忽略高階項而被近似。例如，在一個優選實施例中，公式(12)和(13)可以通過忽略高于三階項的所有的項而被近似，而公式(14)和(15)可以通過忽略高于一階項的所有的項而被近似。至于被使用來生成A和B的系數，被使用來生成X和Y的系數可以通過使用單純算法被生成和被自適應地更新。
濾波器506的微分運算可以以各種各樣的方式被實施。一個方法是用按照如下的公式(16)的、在相鄰的樣本之間的差分來近似該微分(δId)n＝{(Id)n+1-(Id)n-1}/2，(δQd)n＝{(Qd)n+1-(Qd)n-1}/2， (16)其中括號外面的下標是指樣本號。如果采樣頻率遠大于信號帶寬，則這種近似是有效的。被δt相除的除法是不必要的，因為這個除法會引入縮放因子，它會被引入到查找表或X與Y的多項式。
微分濾波器506可以通過把公式(16)的運算合并到具有以下的系數的單個有限脈沖響應(FIR)濾波器而被實施(對于采樣頻率比起信號帶寬高得多的情形是有效的)[c1，c2，c3]＝
(17)替換地，微分器的特性，即，正比于離載頻的頻率偏移的幅度和在載頻的任一邊的±90°的相移，可以通過兩個濾波器的級聯(即，串聯組合)被實施，每個濾波器是FIR或IIR(無限脈沖響應)濾波器，其中一個濾波器是具有恒定的延時和正比于頻率的幅度響應的線性幅度濾波器，以及另一個濾波器是希爾伯特變換濾波器(系數的正負號被顛倒，以便與微分器的定義一致)，它的幅度響應是隨頻率恒定的，以及它的相位響應在所有的頻率都是90°(除了恒定的延時以外)。圖6和7分別顯示線性幅度FIR濾波器和希爾伯特變換FIR濾波器的各個脈沖響應，這兩個濾波器可被組合，形成微分濾波器506。應當指出，微分濾波器506可以用在希爾伯特變換濾波器之前或之后的線性幅度濾波器來實施。
在又一個可能的實施方案中，想要的特性可以通過使用在線性幅度和90°相移的精度上具有某些折衷的單個濾波器而得到。圖8顯示單個微分FIR濾波器的代表性脈沖響應。這個單個濾波器的采樣頻率可以是，但不必遠高于信號帶寬。
使用公式(17)的濾波器系數，導致在采樣頻率是至少八倍信號帶寬的條件下產生優越的結果的簡單的方案。使用兩個濾波器的級聯，提供更大的靈活性，因為中兩個濾波器可被定制成在放大器具有非線性的幅度響應和不是90°或是隨頻率變化的相位響應的情形下(在這種情形下不能使用希爾伯特變換濾波器)，創建匹配于放大器的幅度和相位響應。
圖5A顯示類似于圖5的硬件實施方案的方框圖，除了在次要信號處理路徑上復數乘法和微分步驟的次序是顛倒的。具體地，在圖5A上，微分濾波器506A被放置在復數運算塊504a的前面。為了補償執行微分所需要的時間，這個實施方案包括附加延時塊512。在給定圖5A的復數運算與微分步驟的次序后，指向查找表502a的地址指針預期為通過微分濾波器506a生成的數值i和q得出的(i2+q2)。無論如何，通過使用用于查找表502a的地址指針(i2+q2)可以得到足夠好的結果，該指針已由指數計算模塊28生成，由此避免在生成(i2+q2)時牽涉到的額外計算。
非基帶域中與頻率有關的幅度和相位預失真圖5和5A的實施例被設計成對于基帶信號I和Q是可提供的情形工作在基帶域。當基帶信號是不可提供時，把預失真施加到諸如RF域或IF域的非基帶域的輸入信號是有利的。具體地，注意到只要延時遠小于信號帶寬的倒數，時間導數可以用在波形與波形的延時的版本之間的差值按照如下的公式(18)來近似，公式(10)的微分運算可以在非基帶域實施δ(Id+jQd)t＝{(Id+jQd)t+δt-(Id+jQd)t-δt}/2， (18)其中下標表示波形的時間關系。被δt相除的除法是不必要的，因為這個除法會引入縮放因子，它會被引入到查找表或X與Y的多項式。
圖9顯示預失真器的可能的RF域硬件實施方案的方框圖。在圖9的RF實施方案中的模塊與圖5的基帶實施方案中的模塊之間有總的一一對應的關系。
具體地，在圖9上，RF輸入信號被分裂成兩條路徑，一條路徑進到包絡檢測器902，它產生正比于RF輸入信號的瞬時包絡功率的輸出信號。(替換地，正比于RF輸入信號的瞬時包絡功率的信號可被使用于查找表中存儲的數值的適當的改變的情形。)這個信號被ADC906數字化，ADC的數字輸出被使用來從查找表906獲取一對控制信號值(例如，電壓V01和V02)。該對控制信號加到矢量調制器910，矢量調制器的功能是按照控制信號修正RF信號的幅度和相位。第二條RF輸入信號路徑進到延時單元908(例如，一段長度的同軸電纜)，它使得RF信號與控制信號V01和V02同時到達矢量調制器910。取決于實施方案，可以，但不一定對于延時單元908的衰減提供補償。矢量調制器910被延時單元910延時，生成類似于圖5的I0，Q0的主要的RF預失真信號。
ADC904的輸出被分裂到相應于查找表906和914的兩條數字信號路徑，以及延時單元908的輸出被分裂到相應于矢量調制器910和916的兩條RF信號路徑。查找表914、矢量調制器916、和微分電路918提供類似于圖5的I1，Q1的次要的RF預失真信號。具體地，查找表914和矢量調制器916實施公式(9)的右面的項(I+jQ)(X+jY)。
如圖9所示，微分電路918是通過使用分路器922、延時單元924、衰減器926、和組合器928被實施的，它們合在一起通過使用公式(18)的近似(除以2是不需要的，因為查找表914中的數值可被適當的調節)實施相對于時間的微分運算。分路器922把由矢量調制器916生成的RF信號分裂成兩條RF信號路徑，一條信號路徑加到延時RF信號的延時單元924，另一條路徑加到衰減器926，它衰減RF信號以補償延時單元924的衰減。組合器928組合來自延時單元924和衰減器926的RF信號，生成次要的預失真信號。分路器922和組合器928被設計成在兩個RF信號之間施加180°旋轉，以使得從來自衰減器926的衰減信號中減去來自延時單元924的延時的信號。這樣的旋轉可以通過使用90°分路器和90°組合器達到。替換地，可以使用0°分路器和180°組合器，或反之亦然，后任何分路器和組合器的其他適當的組合。
由延時單元912引入的延時是由延時單元引入的延時的一半，因此，把矢量調制器910的輸出放置在組合器928的輸入端處的兩個信號之間的時間的一半的位置。由延時單元924引入的延時應當遠小于信號帶寬的倒數。等于或小于信號帶寬的倒數的五分之一的數值給出優越的結果。
矢量調制器910被配置成使得在缺乏控制信號輸入的情形下RF信號不失真地(或具有最小失真)傳送，而矢量調制器916被配置成使得在缺乏控制信號輸入的情形下沒有或很少有RF信號傳送。因此，當加上控制信號時，矢量調制器910產生原先的RF信號加上預失真信號，而矢量調制器916實際上只產生預失真信號。
來自延時單元912的主要的預失真信號和來自組合器928的次要的預失真信號被RF組合器920組合在一起，其中組合的信號構成加到放大器的預失真RF輸出信號。
由于在圖9的RF實施方案中輸入信號在RF域中被預失真，類似于圖1的IQ調制器14的調制器可被省略。在其他實施方案中，其中輸入信號在低頻(例如，在IF域中)被預失真，需要混頻器把最終得到的預失真的IF信號變換成RF域，此后才加到放大器。
在圖9所示的實施方案中，參數A和B以后X和Y被顯示為被實施為查找表。替換地，這些參數可以通過計算在公式(12)到(15)中的多項式的數值，而被估值。在任一種情形下，被使用來生成A，B，X和Y的系數可以通過使用單純算法被生成和自適應地更新。
圖9A顯示類似于圖9的硬件實施方案的方框圖，除了在次要信號處理路徑上復數乘法和微分步驟的次序是顛倒的。具體地，微分電路918a被放置在矢量調制器916a的前面。為了補償執行微分需要的時間，這個實施方案包括附加的延時塊930。應當指出，在優選實施例中，由ADC 904生成的指數值被使用來從查找表914a存取參數V11和V12的數值。
替換實施例取決于具體的應用，圖5，5A，9和9A所示的配置可以在包括類似于圖2的均衡濾波器20、限幅模塊22、低通濾波器24、和采樣模塊的模塊的電路方面被實施。在本發明的替換實施方案中，可以省略一個或多個(和甚至全部)這些部件和或可以包括一個或多個其他處理部件，取決于輸入信號的特性和具體的通信網的要求。
雖然本發明是在其中本發明的依賴于頻率幅度和相位預失真與’490申請的(與頻率無關的)幅度和相位預失真相組合的配置方面描述的，但本發明并不限于此。在這種情形下，圖5所示的配置例如可以通過省略查找表30和輸出模塊36，以及把來自延時塊34的延時的輸入信號的拷貝直接傳送到延時塊508，而同時保持處理查找表502和模塊504，而被修正。
還有可能實施與頻率有關的幅度預失真而不實施與頻率有關的相位預失真，帶有或不帶有’490申請的與頻率無關的預失真。在這種情形下，圖5所示的配置例如可被修正成使得濾波器506只通過線性幅度濾波器被實施，如圖6所示。
雖然本發明是在從基站發送到無線通信網的一個或多個移動單元的無線信號方面描述的，但本發明并不限于此。理論上，本發明的實施例可以對于從移動單元發送到一個或多個基站的無線信號被實施。本發明也可以在其他無線和甚至有線通信網方面被實施，以減小寄生發射。
本發明的實施例可以被實施為基于電路的過程，包括在單個集成電路上可能的實施方案。正如本領域技術人員將會看到的，電路元件的各種功能可以被實施為軟件程序中的處理步驟。這樣的軟件例如可以在數字信號處理器、微控制器、或通用計算機中被利用。
本發明可以被體現為方法和用于實踐這些方法的設備的形式。本發明也可以被體現為在有形的媒體(諸如軟盤、CDROM、硬盤驅動器、或任何其他機器可讀的貯存媒體)上體現的程序代碼的形式，其中，當程序代碼被裝載到諸如計算機的機器和被機器執行時，機器變為用于實踐本發明的設備。本發明也可以被體現為例如不管被存儲在存儲媒體，還是被裝載在機器和或被機器執行，還是通過某些傳輸媒體或載體，諸如通過電纜或導線，通過光纖，或通過電磁輻射被傳輸的程序代碼，其中，當程序代碼被裝載到諸如計算機的機器和被機器執行時，機器變為用于實踐本發明的設備。當在通用處理器上被實施時，程序代碼段與處理器相組合，以提供類似于特定的邏輯電路運行的獨特的設備。
還應理解，本領域技術人員可以在不背離在以下的權利要求中表示的本發明的范圍的條件下，在為了解釋本發明的性質而描述和顯示的部件的細節、材料和安排上作出各種改變。
權利要求
1.一種用于減小放大信號中的寄生發射的方法，包括以下步驟(a)接收輸入信號；和(b)把幅度與頻率有關的預失真施加到輸入信號，以生成預失真的信號，這樣，當預失真信號被加到放大器以生成放大的信號時，該預失真減小在放大的信號中的寄生發射。
2.權利要求1的方法，其中預失真的相位也是與頻率有關的。
3.權利要求1的方法，其中輸入信號是基帶信號，以及預失真是在基帶域上被施加的。
4.權利要求1的方法，其中步驟(b)包括以下步驟(1)從輸入信號生成主要的預失真信號；(2)從輸入信號生成幅度和相位與頻率有關的次要的預失真信號；和(3)組合主要的預失真信號和次要的預失真信號，以生成預失真信號。
5.權利要求4的方法，其中步驟(b)(1)包括把幅度和相位與頻率有關的預失真施加到輸入信號，以生成主要的預失真信號的步驟。
6.權利要求4的方法，其中次要的預失真信號是與輸入信號的帶寬有關的。
7.權利要求4的方法，其中次要的預失真信號具有正比于離輸入信號的載頻的頻率偏移量的幅度和在載頻的任一邊±90度的相移。
8.權利要求4的方法，其中次要的預失真信號是基于從輸入信號生成的信號的時間微分的。
9.權利要求8的方法，其中時間微分被施加到由輸入信號的復數乘法生成的信號。
10.權利要求8的方法，其中時間微分在最終得到的微分信號的復數乘法之前被施加到輸入信號。
11.權利要求1的方法，其中與頻率有關的預失真是基于從查找表檢索的數據的。
12.權利要求11的方法，其中查找表按照根據放大的信號生成的控制信號自適應地更新。
13.一種用于減小放大信號中的寄生發射的設備，其中該設備被配置來(a)接收輸入信號；和(b)把幅度與頻率有關的預失真施加到輸入信號，以生成預失真的信號，這樣，當預失真信號被加到放大器以生成放大的信號時，該預失真減小在放大的信號中的寄生發射。
14.權利要求13的設備，其中預失真的相位也是與頻率有關的。
15.權利要求13的設備，其中輸入信號是基帶信號，以及該設備在基帶域上施加預失真。
16.權利要求13的設備，其中該設備包括(a)主要的信號處理路徑，被配置成從輸入信號生成主要的預失真信號；(b)次要的信號處理路徑，被配置成從輸入信號生成次要的預失真信號，其中次要的預失真信號的幅度和相位是與頻率有關的；和(c)組合器，被配置成組合主要的預失真信號和次要的預失真信號，以生成預失真信號。
17.權利要求16的設備，其中主要的信號處理路徑被配置成把與頻率無關的幅度和相位預失真加到輸入信號，以生成主要的輸出信號。
18.權利要求16的設備，其中次要的信號處理路徑包括(1)復數乘法模塊，被配置成把輸入信號乘以取決于輸入信號的功率的復數參數；以及(2)微分濾波器，被配置成對復數乘法模塊的輸出求微分，以生成次要的預失真信號。
19.權利要求18的設備，其中微分濾波器包括線性幅度濾波器和希爾伯特變換濾波器的級聯組合。
20.權利要求18的設備，其中微分濾波器通過使用單個FIR和IIR濾波器被實施。
21.權利要求16的設備，其中次要的信號處理路徑包括(1)微分濾波器，被配置成對輸入信號求微分；以及(2)復數乘法模塊，被配置成把微分濾波器的輸出乘以取決于輸入信號的功率的復數參數，以生成次要的預失真信號。
22.權利要求13的設備，其中該設備從查找表檢索用于與頻率有關的預失真的數據。
23.權利要求22的設備，其中該設備按照根據放大的信號生成的控制信號自適應地更新查找表。
24.一種機器可讀的媒體，其上具有編碼的程序代碼，其中當該程序代碼被機器執行時，該機器實施一種用于減小放大信號中的寄生發射的方法，包括以下步驟(a)接收輸入信號；和(b)把幅度與頻率有關的預失真施加到輸入信號，以生成預失真的信號，這樣，當預失真信號被加到放大器以生成放大的信號時，該預失真減小在放大的信號中的寄生發射。
全文摘要
把幅度——以及優選地相位——是與頻率有關的預失真加到輸入信號上，以便減小由于信號的以后的放大造成的寄生發射。在優選實施例中，本發明的預失真技術是與在美國專利申請No.09/395,490(“490申請”)中描述的(與頻率無關的)幅度和相位預失真技術相組合地被實施的，其中與頻率有關的預失真相應于具有正比于與載頻的頻率偏移的幅度和在載頻的任一邊的±90°的相移的放大器失真。因為這些特性匹配于微分器的那些特性，通過使用微分濾波器電路可以達到放大器失真的這個部分的透徹的校正。本發明的實施例可以在基帶域中實施。本實施方案還可以基于隨時間自適應地更新的查找表，以確保最佳性能。
文檔編號H04L25/03GK1640086SQ03805491
公開日2005年7月13日 申請日期2003年3月3日 優先權日2002年3月8日
發明者喬治·P·維拉-庫里洛 申請人:安德魯公司