寬帶碼分多址系統多載頻接收機的制作方法

            文檔序號:7614681閱讀:362來源:國知局
            專利名稱:寬帶碼分多址系統多載頻接收機的制作方法
            應用領域本發明涉及移動通訊系統,尤其涉及寬帶碼分多址系統的多載頻接收機。
            背景技術
            在移動通訊技術高速發展的今天,人們對移動通訊系統的需求也日益增大,移動通訊系統的性能優劣,越來越多的影響著無線通訊服務質量,其中,多載波接收機是移動通訊系統的重要組成部分,其功能的好壞,成為系統優劣的重要因素。
            目前,大多數移動通訊多載波接收機(接收機的一種,為一個射頻通道可處理多個載頻信號的接收機)都采用數字中頻技術,其結構形式如圖1所示。從圖1中可看出,由于AD器件中頻帶寬采樣防混疊的需要,用了兩個中頻濾波器,此濾波器一般采用聲表(SAW,Surface Acoustic Waveform)濾波器。雖然聲表濾波器的帶外抑制較高、矩形系數較好,但在WCDMA系統中要滿足3GPP(3rd GenerationPartnership Project,該組織負責制定和發布第三代移動通訊的技術標準)標準要求,則仍需兩級聲表濾波器,但是采用聲表濾波器將會導致因帶內幅度波動和相位波動而造成信號信噪比的惡化。
            從圖2可以看出,每個中頻聲表濾波器的帶內幅度波動可達±1dB,兩級在匹配良好的條件下最小也會達到±1.5dB。其群延時波動(群延時是指相位相對于角頻率的變化率,而群延時波動是指在一定的頻率范圍內群延時的最大和最小的差,該參數主要描述器件對信號相位造成的影響)也對信號造成影響(如造成信號相位失真,使信號惡化)。根據仿真計算和測試可知,由中頻聲表濾波器帶來的信噪比惡化達0.5dB,這種惡化會造成基站最大接入用戶數量的減少。而且由于中頻濾波器都有較大的插損(即插入損耗,指信號通過射頻器件后造成的能量損失),造成中頻鏈路的加長,不僅如此,因為中頻濾波器受溫度等外界環境因素影響較大,從而嚴重影響整個接收機的穩定性。另外,各個不同生產廠家之間參數的離散性較大,這也會給大批量生產造成影響。

            發明內容
            本發明的目的是克服現有技術中存在的限制最大接入用戶數量、射頻鏈路長、穩定性差、不適合大規模生產等缺點,以保證寬帶碼分多址系統多載頻接收機的最大接入用戶數量增加,并縮短射頻鏈路、提高其穩定性、提高接收機系統的性能、更適合于大規模生產。
            為實現上述目的,本發明構造了一種寬帶碼分多址系統多載頻接收機,包括雙工器、低噪聲放大器(LNA,Low-Noise Amplifier)、RF濾波器、混頻器(MIX,Mixer)、模數變換器、接收信號處理器和可變增益控制裝置(VGC,Variable-GainCortrol),其特征在于,射頻信號經所述雙工器濾波,并經所述低噪聲放大器放大后,由所述RF濾波器濾除混頻器鏡相噪聲干擾和AD采樣混疊區噪聲干擾,到達所述混頻器中進行下變頻處理轉換成中頻信號,再經中頻放大和增益調整送到所述模數變換器中進行模數變換成數字信號,最后,所述接收信號處理器(RSP,Receive SignalProcessor)對這些數字信號進行數字解調、抽取、濾波、AGC控制然后輸出到基帶;其中,所述雙工器的帶外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制為73dB、帶內波動小于±0.1dB、插損小于1dB;所述RF濾波器的帶外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制為13dB、帶內波動小于±0.3dB、插損小于4dB;所述模數變換器的采樣頻率大于40MHz、采樣位數不小于14。
            所述可變增益控制裝置為可變衰減器(ATT)。
            本發明所述裝置通過有效限定各個器件的參數值,并適當構造多載頻濾波器,從而實現省略中頻濾波器的目的,進一步保證寬帶碼分多址系統多載頻接收機的最大接入用戶數量增加,并縮短射頻鏈路、提高其穩定性、提高接收機系統的性能,不僅更合于大規模生產,而且還能有效降低系統成本。


            圖1是現有技術的寬帶碼分多址系統多載頻接收機結構圖。
            圖2是現有技術寬帶碼分多址系統多載頻接收機中頻聲表濾波器幅頻特性圖。
            圖3是本發明所述的寬帶碼分多址系統多載波接收機結構圖。
            圖4是作為本發明一種實施方式的多載頻接收機中,AD6644器件主要技術指標表。
            圖5是作為本發明一種實施方式的多載頻接收機中射頻鏈路在鄰道測試條件時的計算結果表。
            圖6是作為本發明一種實施方式的多載頻接收機中射頻鏈路在阻塞測試條件時的計算結果表。
            圖7是作為本發明一種實施方式的多載頻接收機中雙工器混疊區的頻譜圖。
            圖8是作為本發明一種實施方式的多載頻接收機中雙工器的幅頻特性曲線圖。
            圖9是作為本發明一種實施方式的多載頻接收機中超導濾波器的幅頻特性曲線圖具體實施方式
            在現有的寬帶碼分多址系統多載波數字中頻接收機中,中頻濾波器的主要作用是防止產生AD采樣的頻譜混疊。如果放棄采用中頻濾波器,那么對AD采樣混疊頻譜的抑制,就必須由前端的射頻濾波器來完成。在3GPP標準的規定中,基站接收頻段為1920MHz-1980MHz,60MHz帶寬。如果采用通帶帶寬為60MHz的雙工器來完成,根據Nyquist(乃奎斯特)帶通采樣定理,其采樣頻率Fs必需大于或者等于信號帶寬的兩倍,即Fs≥120MHz,由于現有雙工器的矩形系數影響,該采樣頻率Fs在實際應用中的值應該更高。雖然現在已經有Fs≥120MHz的模數變換器產品,但其采樣位數、SNR、SFDR(SNR信號噪聲比Signal-Noise Ratio,SFDR無雜散動態范圍Spurious-Free Dynamic Range)等指標尚不能滿足寬帶碼分多址系統多載波接收機的要求。而且,如果數據數率太高,會給接收信號處理器設計帶來很大困難,所以目前這種方法尚不能實現。由于該60MHz帶寬在實際應用中,將會由多家電信運營商共享,而事實上,每家運營商可以應用到的帶寬一般不超過20MHz,所以,在系統設計過程中,可以考慮采用帶寬為20MHz的射頻濾波器進行帶限濾波,從而使得模數轉換器為采樣速率Fs只需要大于40MHz即可。
            由上述說明可知,本發明可以在現有器件滿足一定指標要求的情況下,省略中頻濾波器,設計一個無中頻濾波器的多載頻接收機,圖3所示即為本發明所構造的寬帶碼分多址系統多載頻接收機。在圖3中,來自于天線的射頻信號經雙工器濾波,并經低噪聲放大器(LNA,Low-Noise Amplifier)放大后,由RF濾波器濾除在小信號條件下的混頻器鏡相噪聲干擾(混頻器的工作原理是一種乘法運算,通過三角函數的計算可以得知在本振頻率的上下兩側都會有噪聲和信號通過混頻器后落入所需要的頻譜內,在實際線路中則只需要其中一側的信號,而另一側就是混頻器鏡相噪聲干擾)和AD采樣混疊區噪聲干擾(AD器件進行信號采樣時會將產生帶寬為其采樣頻率一半的多個采樣區,并將是這些采樣區的信號混疊在一起,而不需要的信號則會產生AD采樣混疊區噪聲干擾),到達混頻器中進行下變頻處理轉換成中頻信號,再經中頻放大和增益調整送到模數變換器中進行模數變換成數字信號,最后,接收信號處理器(RSP,Receive Signal Processor)對這些數字信號進行數字解調、抽取、濾波、AGC控制然后輸出到基帶。其中,關鍵模塊應滿足下列要求,才能達到取消中頻濾波器而仍然保證系統正常工作的目的。
            雙工器要求帶外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制為73dB,帶內波動小于±0.1dB,插損小于1dB;RF濾波器要求帶外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制為13dB,帶內波動小于±0.3dB,插損小于4dB;ADC(模數變換器)器件要求采樣頻率大于40MHz,采樣位數不小于14。
            另外,LNA(低噪聲放大器)、MIX(混頻器)、ATT(可變衰減器)、RSP(接收信號處理器)是本發明中的非關鍵模塊,但也應從系統考慮,滿足寬帶碼分多址系統多載頻接收機的各項要求。
            下面用現有器件具體構造無中頻濾波器的寬帶碼分多址系統多載頻接收機。圖3中的LNA(低噪聲放大器)采用RF Hitech公司的RHL-1920R240,MIX(混頻器)采用Sirenza公司的SRM2016,中頻放大器采用WJ公司的AH3,ATT(衰減器)采用SKYWORKS公司的AA113,ADC采用ADI公司的AD6644(其性能指標如圖4所示),RSP采用Intersil公司的ISL5416。另外,RF濾波器采用介質或聲表濾波器即可,而雙工器則可以采用SUPERCONDUCTOR TECHENOLOGIES公司的超導濾波器。
            下面從噪聲系數和OIP3(輸出三階交調點,Output 3rdIntercept Point)分析、雙工器的抗混疊指標分析和抑制噪聲濾波器指標分析等三個方面說明本發明所構造的寬帶碼分多址系統多載頻接收機的射頻系統指標。所有的指標分析均基于滿足3GPP關于接收機的各種性能指標要求而進行,以保證分析的客觀及準確性。
            首先進行噪聲系數和OIP3的分析。在該分析中,雙工器和LNA的參數是根據現有產品的測試結果而得出的;RF濾波器選用聲表濾波器或介質濾波器,其指標是根據現有的60MHz濾波器的指標得出;混頻器和中頻放大器都是根據器件的說明材料和測試結果得出;ADC器件參數指標根據器件說明資料的指標折算得到,其折算方法為在SNR和SFDR指標為圖4所示的情況下,如AD6644的滿量程輸入為7dBm,則其噪底功率為7dBm-1dB-73.5dB(SNR)-74.87dB(61.44MHz采樣頻率時的采樣帶寬)=-142.37dBm/Hz;ADC的噪聲系數NF=-142.37dBm/Hz-(-174dBm/Hz)=31.63dB,由于圖4中給出的是在模擬輸入為30MHz情況下的SNR值,考慮到當模擬輸入頻率提高后SNR會惡化,所以計算中取NF=40dB;OIP3=(7dBm-7dB)+90dB(IMD)/2=45dB。
            圖3所述多載頻接收機的射頻鏈路在鄰道測試條件時,為使ADC器件最大輸入信號為0dBm而不飽和(0dBm是3GPP標準規定的鄰道測試條件),其射頻鏈路增益設計為52dB,其測試結果如圖5所示,可以看出,射頻鏈路增益設計為52dB能夠滿足噪聲系數NF<2.8dB和OIP3>24dBm的接收機設計要求,同時也可滿足靈敏度條件下的測試要求。
            圖3所述多載頻接收機的射頻鏈路在阻塞測試條件時,為使ADC器件最大輸入信號為0dBm而不飽和(0dBm是3GPP標準規定的阻塞測試條件),其射頻鏈路增益設計為40dB,其測試結果如圖6所示,可以看出,射頻鏈路增益設計為40dB能夠滿足噪聲系數NF<2.8dB的接收機設計要求。由于阻塞信號偏離有用信號10MHz,帶寬為5MHz,所以落在有用信號帶內交調信號是5階交調信號,比3階交調信號要小,能滿足設計要求。
            然后進行雙工器的抗混疊指標分析。根據現有ADC器件的參數和系統設計要求,選擇采樣頻率Fs為61.44MHz,則Nyquist采樣帶寬為30.72MHz。由3GPP對寬帶碼分多址阻塞特性的要求,可能產生如圖7所示的情況中心頻率為Fo-28.22MHz的寬帶碼分多址阻塞信號(兩邊側部分)處于頻率為Fo-7.5MHz(中間兩部分)有用信號的混疊區,中心頻率為Fo+28.22MHz的寬帶碼分多址阻塞信號(兩邊側部分)處于頻率為Fo+7.5MHz(中間兩部分)有用信號的混疊區,假設由于ADC器件造成頻譜混疊而引起的噪聲占總噪聲功率得25%,則濾波殘留后的噪聲功率為-115dBm+18dB(WCDMA處理增益)-6dB=-103dBm;濾波器在Fo±20.72MHz以外的抑制為-40-(-103)=63dB,如果預留10dB的余量,則要求為73dB。
            由以上分析可得出對于寬帶碼分多址系統,當信號帶寬(BW,Bandwidth)和ADC器件的采樣頻率變化時,應滿足濾波器在f=Fo±((Fs/4)+((Fs/4)-(BW/2))-2.5MHz))=Fo±(((Fs-BW)/2)-2.5MHz)以外的抑制為73dB。
            事實上,現有濾波器一般是達不到上述指標要求的,圖8為現有雙工器的幅頻特性測試曲線,由圖8可以看出,偏離通頻帶10MHz處其抑制只有不到20dB,而且當帶寬變窄后指標還有可能會惡化。超導濾波器能達到要求,由于高溫超導材料的不斷涌現使超導濾波器的商業應用有可能實現。圖9是超導濾波器的幅頻特性曲線(測量時和其內置的LNA一起測量時得到的結果),可見其性能可以滿足要求。而這些器件都是腔體器件,不可能做在印制板上,所以一般都做成雙工器。
            最后,對抑制噪聲濾波器指標進行分析。由于在靈敏度測試下,待測的寬帶碼分多址信號功率在熱噪聲功率以下,因為超導濾波器將不能對噪底進行濾波,如果不在LNA之后增加抑制噪聲的濾波器,AD采樣的信號將是個頻譜無限寬的噪聲信號,會產生很多混疊噪聲。所以需要在LNA后用一級射頻濾波器來避免混頻器鏡相干擾和ADC采樣混疊區的干擾。設這兩部分產生的噪聲要小于噪聲總功率的10%,那么就要求其在Fo±20.72MHz以外的抑制為-10dB-3dB=13dB。這個指標要求是比較低的,現有的介質濾波器和聲表濾波器都可以實現。
            通過以上分析,可以看出,采用無中頻濾波器的射頻鏈路架構,可以得到滿足四載波寬帶碼分多址數字中頻接收機設計的射頻性能。進一步利用多載頻數字信號處理器,可以實現最優的4個載波的寬帶碼分多址數字中頻接收機系統。本發明所構造的無中頻濾波器寬帶碼分多址系統四載波接收機的射頻電路主要特點是采用了超導濾波器,避免了混疊信號的影響,采用射頻抑制噪聲濾波器,解決寬帶噪聲帶來噪聲的混疊。通過以上的處理,可以完全簡化接收機的設計,提高接收機的性能。
            本實施例所構造的無中頻濾波器四載波接收機的射頻鏈路主要指標在采樣頻率為61.44MHz情況下為信道帶寬為20MHz;模擬部分增益為40dB~60dB;OIP3大于24dBm。另外,RF濾波器的指標要求為帶外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制為13dB;帶內波動小于±0.3dB;插損小于4dB。超導濾波器的性能指標要求為帶外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制為73dB;帶內波動小于±0.1dB;插損小于1dB。
            權利要求
            1.一種寬帶碼分多址系統多載頻接收機,包括雙工器、低噪聲放大器、RF濾波器、混頻器、模數變換器、接收信號處理器和可變增益控制裝置,其特征在于,射頻信號經所述雙工器濾波,并經所述低噪聲放大器放大后,由所述RF濾波器濾除混頻器鏡相噪聲干擾和AD采樣混疊區噪聲干擾,到達所述混頻器中進行下變頻處理轉換成中頻信號,再經所述可變增益控制裝置進行中頻放大和增益調整后,送到所述模數變換器中進行模數變換成數字信號,最后,所述接收信號處理器對這些數字信號進行數字解調、抽取、濾波、AGC控制然后輸出到基帶。
            2.如權利要求1所述的寬帶碼分多址系統多載頻接收機,其特征在于,所述雙工器的帶外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制為73dB、帶內波動小于±0.1dB、插損小于1dB。
            3.如權利要求1所述的寬帶碼分多址系統多載頻接收機,其特征在于,所述RF濾波器的帶外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制為13dB、帶內波動小于±0.3dB、插損小于4dB。
            4.如權利要求1所述的寬帶碼分多址系統多載頻接收機,其特征在于,所述模數變換器的采樣頻率大于40MHz、采樣位數不小于14。
            5.如權利要求1、2、3或者4所述的寬帶碼分多址系統多載頻接收機,其特征在于,所述可變增益控制裝置為可變衰減器(ATT)。
            6.如權利要求1所述的寬帶碼分多址系統多載頻接收機,其特征在于,所述RF濾波器采用介質濾波器。
            7.如權利要求1所述的寬帶碼分多址系統多載頻接收機,其特征在于,所述RF濾波器采用聲表濾波器。
            全文摘要
            本發明公開了通訊領域中的一種寬帶碼分多址系統多載頻接收機,包括雙工器、低噪聲放大器、RF濾波器、混頻器、模數變換器、接收信號處理器和可變增益控制裝置,射頻信號經雙工器濾波,并經低噪聲放大器放大后,由RF濾波器濾除干擾,到達混頻器轉換成中頻信號,再經可變增益控制裝置進行中頻放大和增益調整后,送到模數變換器中變換成數字信號,最后,接收信號處理器對這些數字信號進行處理后輸出到基帶。本發明省略了中頻濾波器,保證了寬帶碼分多址系統多載頻接收機的最大接入用戶數量增加,并縮短射頻鏈路、提高其穩定性、提高接收機系統的性能,適合大規模生產,有效降低系統成本。
            文檔編號H04B1/69GK1567772SQ03139758
            公開日2005年1月19日 申請日期2003年7月7日 優先權日2003年7月7日
            發明者李巖, 施漢軍, 李積微, 陳長根 申請人:深圳市中興通訊股份有限公司
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