無導(dǎo)頻輔助的正交頻分復(fù)用全數(shù)字同步跟蹤方法及系統(tǒng)的制作方法

專利名稱：無導(dǎo)頻輔助的正交頻分復(fù)用全數(shù)字同步跟蹤方法及系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一項(xiàng)無導(dǎo)頻輔助的正交頻分復(fù)用(OFDM)全數(shù)字同步環(huán)路跟蹤方法和系統(tǒng)，屬于無線通信技術(shù)的寬帶多載波傳輸技術(shù)領(lǐng)域。
目前，已有的OFDM信號(hào)同步方法主要是根據(jù)不同的協(xié)議規(guī)范，根據(jù)提供的已知數(shù)據(jù)(時(shí)域訓(xùn)練序列和頻域?qū)ьl)或無輔助數(shù)據(jù)的條件下進(jìn)行。同步過程一般被分為兩個(gè)階段，即時(shí)域內(nèi)進(jìn)行的捕獲(Acquisition)和頻域內(nèi)進(jìn)行的跟蹤(Tracking)。在捕獲階段，由于有些協(xié)議沒有提供時(shí)域訓(xùn)練序列，相應(yīng)的系統(tǒng)中都采用無數(shù)據(jù)輔助的同步捕獲方法，提供時(shí)域訓(xùn)練序列的，則采用數(shù)據(jù)輔助的同步捕獲方法。但是，在跟蹤階段，由于沒有運(yùn)算量小、軟硬件實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的無數(shù)據(jù)輔助同步跟蹤方法，幾乎所有的實(shí)用算法都是利用頻域?qū)ьl進(jìn)行頻差的跟蹤。
利用頻域?qū)ьl進(jìn)行同步跟蹤的方法，其誤差提取精度受到插入導(dǎo)頻數(shù)目的限制。另一方面，增加插入導(dǎo)頻數(shù)目，將極大影響OFDM頻帶利用率。因此，如果能夠?qū)ふ乙环N運(yùn)算量小、實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的無導(dǎo)頻輔助同步跟蹤方法，使每個(gè)子載波都攜帶有效數(shù)據(jù)符號(hào)，利用子載波上各數(shù)據(jù)符號(hào)的信號(hào)特征進(jìn)行頻差跟蹤，將大大提高OFDM頻帶利用率和信號(hào)的抗噪聲能力。
本發(fā)明的技術(shù)方案是這樣實(shí)現(xiàn)的。經(jīng)過同步捕獲階段，由于收發(fā)信機(jī)載波頻率不一致而造成的載波頻差大部分已經(jīng)消除，但是仍存在殘余載波頻差，造成累積增長(zhǎng)的相位誤差；另一方面，由于采樣時(shí)鐘頻率不一致造成采樣時(shí)鐘頻差導(dǎo)致的碼元定時(shí)誤差，在其較小時(shí)，也等價(jià)于累積增長(zhǎng)的相位誤差。因此，接收到的每個(gè)OFDM符號(hào)(OFDM symbol)都受到不同的相位誤差的影響。其中，載波頻率誤差導(dǎo)致每個(gè)OFDM符號(hào)中的所有子載波產(chǎn)生相同的相位偏轉(zhuǎn)，而碼元定時(shí)誤差則導(dǎo)致OFDM符號(hào)中各個(gè)子載波產(chǎn)生線性增長(zhǎng)的相位偏轉(zhuǎn)。從頻域上看，每個(gè)載波上的相位旋轉(zhuǎn)隨子載波標(biāo)號(hào)呈線性增長(zhǎng)趨勢(shì)，其步長(zhǎng)與采樣時(shí)鐘頻差成正比；從時(shí)域上看，固定位置上的前后子載波的相位旋轉(zhuǎn)隨時(shí)間呈線性增長(zhǎng)趨勢(shì)，其步長(zhǎng)與載波頻差成正比。因此，根據(jù)子載波的這種旋轉(zhuǎn)特性，對(duì)相位旋轉(zhuǎn)的糾正可以通過在頻域FFT輸出的旋轉(zhuǎn)完成。這種方式的好處是復(fù)雜度降低、不需要回饋到FFT之前，誤差糾正單元通過對(duì)每個(gè)載波做一個(gè)簡(jiǎn)單的復(fù)數(shù)相乘就可以實(shí)現(xiàn)。
但是，頻差不僅造成星座點(diǎn)相位的旋轉(zhuǎn)，同時(shí)也產(chǎn)生子載波間干擾(ICI)，其等價(jià)于方差與頻差的平方成正比、與載波間隔的平方成反比的附加白噪聲，造成星座點(diǎn)的模糊。在頻差較大或高進(jìn)制星座點(diǎn)調(diào)制時(shí)，需要消除ICI的影響，殘留頻差的消除要在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行。
本發(fā)明所述的無導(dǎo)頻輔助的OFDM全數(shù)字同步環(huán)路跟蹤方法，其特征在于它是一種運(yùn)算量小、實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、頻帶利用率高的時(shí)頻二維環(huán)路跟蹤方法。利用每個(gè)子載波上各數(shù)據(jù)符號(hào)的信號(hào)特征進(jìn)行頻差跟蹤，時(shí)域環(huán)路對(duì)一個(gè)OFDM符號(hào)中誤差估計(jì)器(FED)輸出的所有估計(jì)相差在累加平均器中進(jìn)行平均，得到的估計(jì)相差在快速傅立葉變換(FFT)之前對(duì)下一個(gè)OFDM符號(hào)的相位均值進(jìn)行調(diào)整。頻域環(huán)路采用逐點(diǎn)跟蹤，對(duì)一個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行相差估計(jì)后，對(duì)下一個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行相位調(diào)整。它包括以下步驟(1)對(duì)當(dāng)前OFDM符號(hào)的N個(gè)時(shí)域樣點(diǎn)進(jìn)行相位糾正上述時(shí)域估計(jì)相差φl取整后作為正/余弦表的偏移地址，該偏移地址和起始地址共同構(gòu)成查表地址輸入正/余弦表，將正/余弦表的輸出與當(dāng)前OFDM符號(hào)的第一個(gè)樣點(diǎn)數(shù)據(jù)復(fù)數(shù)相乘。然后，偏移地址累加為新的查表地址輸入正/余弦表，將正/余弦表的輸出與當(dāng)前OFDM符號(hào)的第二個(gè)樣點(diǎn)數(shù)據(jù)復(fù)數(shù)相乘。依次類推，直到所有N個(gè)樣點(diǎn)完成上述相位糾正；(2)對(duì)當(dāng)前OFDM符號(hào)的N個(gè)樣點(diǎn)做N點(diǎn)FFT運(yùn)算，并/串轉(zhuǎn)換后輸出；(3)對(duì)串行輸出的N個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)逐個(gè)進(jìn)行載波相位糾正將頻域環(huán)路濾波器的輸出θk取整作為正/余弦表的查表地址輸入到正/余弦表，將正/余弦表的輸出與當(dāng)前第k個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)復(fù)數(shù)相乘。然后，對(duì)該子載波解映射后輸出有效比特；(4)提取誤差增量e()利用下述通用環(huán)誤差提取算法計(jì)算誤差增量e()。并將其分別輸出到頻域環(huán)路濾波器和累加平均器。
e()＝ekI·sgn(bk)-ekQ·sgn(ak)其中，ekI＝ak-Ik，ekQ＝bk-Qk，ak和bk分別是FFT輸出的第k個(gè)子載波上數(shù)據(jù)符號(hào)的實(shí)部和虛部，Ik和Qk則對(duì)應(yīng)該子載波正確星座點(diǎn)的實(shí)部和虛部。
(5)返回步驟(3)，完成所有N個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)相位糾正為止。
(6)累加平均器輸出一次，其結(jié)果輸入時(shí)域環(huán)路濾波器。
(7)返回步驟(1)，輸入下一個(gè)OFDM符號(hào)。
依照該方法，可采用簡(jiǎn)化誤差提取算法。其特征在于在上述步驟(4)中，采用適用于多進(jìn)制正交幅度調(diào)制(MQAM)的簡(jiǎn)化定點(diǎn)算法ekI＝(akmod 2)-1，ekQ＝(bkmod 2)-1。
依照該方法，本發(fā)明提供一種OFDM全數(shù)字同步環(huán)路跟蹤系統(tǒng)，其特征在于僅利用子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行頻差的跟蹤，并使跟蹤環(huán)路適應(yīng)不同星座映射方式，系統(tǒng)軟硬件結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度很低，易于在現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯陣列(FPGA)的硬件系統(tǒng)或數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)的軟件系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)。它包含時(shí)域復(fù)數(shù)乘法器輸入端與輸入寄存器的輸出端相連；依次串接的串并轉(zhuǎn)換器、N點(diǎn)FFT變換器和并串轉(zhuǎn)換器其中串并轉(zhuǎn)換器的輸入端與時(shí)域復(fù)數(shù)乘法器的輸出端相連；頻域復(fù)數(shù)乘法器輸入端與上述并串轉(zhuǎn)換器的輸出端相連，輸出信號(hào)經(jīng)解映射后轉(zhuǎn)換成串行輸出的原始碼流；誤差估計(jì)器輸入端與頻域復(fù)數(shù)乘法器的輸出端相連；數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器存儲(chǔ)正/余弦表數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)輸出端分別與時(shí)域復(fù)數(shù)乘法器和頻域復(fù)數(shù)乘法器相連；依次串接的實(shí)數(shù)乘法器K1、θk累加器和移位寄存器，其中，實(shí)數(shù)乘法器K1輸入端與誤差估計(jì)器輸出端相連，移位寄存器輸出端與上述數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器地址線相連；依次串接的實(shí)數(shù)乘法器K2、φl累加器、移位寄存器和地址累加器，其中，實(shí)數(shù)乘法器K2輸入端與誤差估計(jì)器輸出端相連，地址累加器輸出端與上述數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器地址線相連；時(shí)鐘電路分別向各個(gè)累加器、輸入寄存器等提供時(shí)鐘或N分頻的時(shí)鐘；在上述系統(tǒng)的誤差估計(jì)器中，包括以下部分誤差信號(hào)ek實(shí)部/虛部判決器輸入端分別與并串轉(zhuǎn)換器的實(shí)部/虛部輸出端相連，判決輸入信號(hào)的原始星座點(diǎn)并輸出；誤差信號(hào)ek實(shí)部/虛部符號(hào)判決器輸入端分別與并串轉(zhuǎn)換器的實(shí)部/虛部輸出端相連，判決輸入信號(hào)的符號(hào)并輸出；減法器一個(gè)輸入端為實(shí)部/虛部判決器的輸出，另一個(gè)輸入端為并串轉(zhuǎn)換器的實(shí)部/虛部輸出；條件取反器條件輸入端為符號(hào)判決器的輸出，數(shù)據(jù)輸入端為減法器輸出；輸出端減法器兩個(gè)輸入端分別為兩個(gè)條件取反器的輸出。
在所述系統(tǒng)中，誤差估計(jì)器、實(shí)數(shù)乘法器K1、θk累加器、移位寄存器、共用的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器和頻域復(fù)數(shù)乘法器組成頻域同步跟蹤環(huán)路；誤差估計(jì)器、實(shí)數(shù)乘法器K2、φl累加器、移位寄存器、地址累加器、共用的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器和時(shí)域復(fù)數(shù)乘法器組成時(shí)域同步跟蹤環(huán)路。
通過軟件仿真和實(shí)際系統(tǒng)驗(yàn)證表明除在極低信噪比下，本發(fā)明對(duì)載波頻偏的跟蹤精度劣于導(dǎo)頻輔助方法；其他情況下，其跟蹤精度明顯優(yōu)于導(dǎo)頻輔助方法，與無頻偏時(shí)系統(tǒng)誤碼率相近。


圖1 OFDM時(shí)頻二維同步跟蹤原理框圖。
圖2 在FPGA中實(shí)現(xiàn)OFDM時(shí)頻二維同步跟蹤硬件的電路原理框圖，(a)硬件系統(tǒng)電路原理框圖，(b)誤差估計(jì)器電路原理框圖。
圖3 在DSP芯片TMS320C6701中實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的完整程序流程框圖。
圖4 本發(fā)明方法與傳統(tǒng)導(dǎo)頻輔助方法的性能比較曲線。
圖5 本發(fā)明系統(tǒng)處理前后16QAM星座點(diǎn)比較，(a)實(shí)際信道數(shù)據(jù)原始星座點(diǎn)圖，(b)經(jīng)本系統(tǒng)同步跟蹤恢復(fù)后的星座點(diǎn)圖。
該方法具體說明如下頻域誤差糾正和時(shí)域誤差糾正都包括復(fù)數(shù)乘法器和正/余弦查找表。正/余弦查找表可以共用，事先放置在數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器中。在時(shí)域誤差糾正中，時(shí)域誤差估計(jì)環(huán)路的估計(jì)相差φl只在第l個(gè)OFDM符號(hào)到來時(shí)輸出，并保持到下一個(gè)OFDM符號(hào)，F(xiàn)FT輸入端的時(shí)域樣點(diǎn)按照該相差依次累計(jì)旋轉(zhuǎn)，即附加旋轉(zhuǎn)因子依次為1， ..., 在頻域誤差糾正中，頻域誤差估計(jì)環(huán)路的估計(jì)相差θk在第k(k＝0，1，…，N-1)個(gè)子載波輸出，F(xiàn)FT輸出端的子載波按照該相差進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)，旋轉(zhuǎn)因子為 得到已糾正數(shù)據(jù)符號(hào)(datasymbol)。這些數(shù)據(jù)符號(hào)提取有效比特位(解映射)后即可串行輸出原始碼流。同時(shí)，已糾正數(shù)據(jù)符號(hào)用來進(jìn)行相位誤差估計(jì)，誤差估計(jì)單元(FED)生成的誤差增量e()分別輸入時(shí)域環(huán)路和頻域環(huán)路。在時(shí)域環(huán)路中，誤差增量e()首先輸出到累加平均器進(jìn)行N點(diǎn)平均，平均后進(jìn)入環(huán)路濾波器 在頻域環(huán)路中，誤差增量e()直接進(jìn)入環(huán)路濾波器 概括的說，頻域環(huán)路采用逐點(diǎn)跟蹤，對(duì)一個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行相差估計(jì)后，對(duì)下一個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行相位調(diào)整；而時(shí)域環(huán)路則對(duì)一個(gè)OFDM符號(hào)中FED輸出的所有估計(jì)相差在累加平均器中進(jìn)行平均，對(duì)下一個(gè)OFDM符號(hào)的相位均值進(jìn)行調(diào)整。
誤差估計(jì)單元(FED)利用各子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)提取誤差，誤差提取算法采用通用環(huán)誤差提取算法。算法表達(dá)式為
e()＝ekl·sgn(bk)-ekQ·sgn(ak)(1)其中，ekI＝ak-Ik，ekQ＝bk-Qk，ak和bk分別是FFT輸出的第k個(gè)子載波上數(shù)據(jù)符號(hào)的實(shí)部和虛部，Ik和Qk則對(duì)應(yīng)該子載波正確星座點(diǎn)的實(shí)部和虛部。對(duì)多進(jìn)制正交幅度調(diào)制(MQAM)，Ik和Qk可取±1，±3，±5…中的任一值，因而，誤差信號(hào)ek的實(shí)部和虛部可采用如下簡(jiǎn)化定點(diǎn)算法ekI＝(akmod 2)-1，ekQ＝(bkmod 2)-1 (2)由誤差提取算法的鑒相特性可知，在利用該算法進(jìn)行跟蹤MQAM時(shí)，所有M個(gè)誤差矢量都是有效的。即，每個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)都可以使用。
詳細(xì)描述上面的說明，該方法步驟可以分成六步第一步對(duì)當(dāng)前OFDM符號(hào)的N個(gè)時(shí)域樣點(diǎn)進(jìn)行相位糾正。具體是，有限精度的正/余弦表放置在數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器中，表值為sin(2πMm),m=0,1,...M-1]]>和cos(2πMm),m=0,1,...M-1.]]>m為查表地址。在如圖1所示的地址生成單元中，時(shí)域環(huán)路濾波器的輸出φl取整，得到 作為正/余弦表的偏移地址。加上起始地址n0，得到查表地址n1=n0+φ^l,]]>輸入正/余弦表，輸出 和 與當(dāng)前OFDM符號(hào)的第一個(gè)樣點(diǎn)數(shù)據(jù)復(fù)數(shù)相乘。然后，在地址生成單元中， 累加到新的查表地址n2=n1+φ^l,]]>輸入正/余弦表，輸出 和 與當(dāng)前OFDM符號(hào)的第二個(gè)樣點(diǎn)數(shù)據(jù)復(fù)數(shù)相乘。依次類推，直到所有N個(gè)樣點(diǎn)完成上述相位糾正。
第二步當(dāng)前OFDM符號(hào)的N個(gè)樣點(diǎn)做N點(diǎn)FFT運(yùn)算，并/串轉(zhuǎn)換后輸出。
第三步對(duì)串行輸出的N個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)逐個(gè)進(jìn)行載波相位糾正。具體是，頻域環(huán)路濾波器的輸出θk取整，得到 作為正/余弦表的查表地址mk=θ^k,]]>輸入正/余弦表，輸出 和 與當(dāng)前第k個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)復(fù)數(shù)相乘。相乘后，對(duì)該子載波解映射后輸出有效比特。
第四步提取誤差增量e()。利用式(1)或其簡(jiǎn)化算法式(2)從當(dāng)前第k號(hào)子載波計(jì)算誤差增量e()。誤差增量e()輸出到頻域環(huán)路濾波器 誤差增量e()同時(shí)輸出到累加平均器進(jìn)行N點(diǎn)求和平均。
第五步返回第三步，直到完成所有N個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)相位糾正。完成后，累加平均器輸出一次，其結(jié)果輸入時(shí)域環(huán)路濾波器 第六步返回第一步。輸入下一個(gè)OFDM符號(hào)。
如果在一個(gè)長(zhǎng)幀(frame)中所有子載波數(shù)據(jù)符號(hào)調(diào)制方式相同(例如，符合IEEE 802.11a的PPDU幀格式)，則根據(jù)幀頭所攜帶的調(diào)制信息，逐幀調(diào)整跟蹤環(huán)路增益K1、K2，適應(yīng)不同調(diào)制方式。如果在某些非標(biāo)準(zhǔn)系統(tǒng)中，各子載波數(shù)據(jù)符號(hào)調(diào)制方式不同，則根據(jù)邊帶或其他方式攜帶的調(diào)制信息，逐符號(hào)調(diào)整跟蹤環(huán)路增益K1、K2。因此，該環(huán)路對(duì)不同的數(shù)據(jù)符號(hào)調(diào)制方式，誤差提取算法相同，僅環(huán)路增益不同。
該方法還可以簡(jiǎn)化為間隔載波跟蹤的方式，不需要逐載波跟蹤。此時(shí)，在FFT的輸出端間隔進(jìn)行誤差提取，θk一直保持到下一次誤差提取輸出。跟蹤環(huán)路增益K1、K2做適當(dāng)調(diào)整，使環(huán)路達(dá)到收斂。其它單元不需要進(jìn)行改動(dòng)。此外，當(dāng)ICI的影響較小時(shí)，還可采用只從頻域上進(jìn)行跟蹤的方式。此時(shí)，只需要取消時(shí)域跟蹤環(huán)路，調(diào)整頻域跟蹤環(huán)路增益K1，使環(huán)路達(dá)到收斂，其它單元不需要進(jìn)行改動(dòng)。
該方法的突出優(yōu)勢(shì)在于，在提高OFDM頻譜利用率的同時(shí)，極大降低了復(fù)雜度，實(shí)現(xiàn)靈活、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。既可以通過硬件系統(tǒng)，如FPGA(現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯陣列)中實(shí)現(xiàn)，也可以通過軟件系統(tǒng)，如在DSP(數(shù)字信號(hào)處理器)中實(shí)現(xiàn)。圖2和圖3分別給出了該環(huán)路跟蹤方法的實(shí)施系統(tǒng)例子。圖2則給出了在FPGA內(nèi)實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的硬件電路框圖。圖3給出了在一款DSP芯片TMS320C6701中實(shí)現(xiàn)的本發(fā)明的完整軟件流程圖。需要說明的是，本方法原理框圖中的環(huán)路濾波器由圖2和圖3中的環(huán)路累加器實(shí)現(xiàn)。同時(shí)，為了簡(jiǎn)化指令和硬件結(jié)構(gòu)，原理框圖中的平均累加器簡(jiǎn)化到φl環(huán)路累加器中。φl累加器和θk累加器都利用誤差估計(jì)器輸出的誤差增量e()進(jìn)行累加。正/余弦查找表事先放置在DSP(和FPGA)的內(nèi)部數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器空間，φl累加器和θk累加器的輸出通過移位(寄存器)獲得存儲(chǔ)器查表地址，其精度與查找表大小有關(guān)。
FPGA中誤差提取單元的實(shí)施可以用簡(jiǎn)單的組合邏輯和減法器構(gòu)成。見圖2(b)，其中，判決電路可由簡(jiǎn)單的與或門邏輯構(gòu)成。在DSP中，該部分則利用單指令周期的位與指令、減法指令和條件取反指令實(shí)現(xiàn)。與一般有導(dǎo)頻輔助算法相比，該方法不需要復(fù)雜的相關(guān)運(yùn)算和除法運(yùn)算，極大地降低了算法的實(shí)現(xiàn)難度，提高了運(yùn)行實(shí)時(shí)性。
圖4給出了AWGN信道條件下本發(fā)明提出的無導(dǎo)頻輔助方法與傳統(tǒng)的導(dǎo)頻輔助方法的性能比較曲線。其中，系統(tǒng)信噪比定義為SNR=σs2/σn2,]]>即，發(fā)送端時(shí)域信號(hào)的平均功率與高斯白噪聲平均功率之比。歸一化載波頻偏(與子載波間隔之比)取值分別為4％、3％、2％和1％?？梢钥吹剑跇O低信噪比下，本發(fā)明對(duì)載波頻偏的跟蹤精度劣于導(dǎo)頻輔助方法，這是由于此時(shí)信號(hào)星座點(diǎn)過于分散，對(duì)頻域跟蹤環(huán)路影響較大；其他情況下，其跟蹤精度明顯優(yōu)于導(dǎo)頻輔助方法，與無頻偏時(shí)系統(tǒng)誤碼率相近。這是因?yàn)樵摲椒ê芎玫貜拇罅啃盘?hào)中提取出誤差信息，而不是從少量導(dǎo)頻中提取，再由數(shù)字跟蹤環(huán)路對(duì)信號(hào)進(jìn)行跟蹤鎖定，大大提高了系統(tǒng)的抗噪聲性能。圖5給出了本發(fā)明的一個(gè)應(yīng)用實(shí)例，在一個(gè)實(shí)際的OFDM無線傳輸系統(tǒng)應(yīng)用中采集得到的接收信號(hào)和跟蹤處理后信號(hào)16QAM星座點(diǎn)圖。5(a)是從實(shí)際無線信道中采集得到的原始星座點(diǎn)圖，未做任何處理；5(b)是經(jīng)本方法同步跟蹤后的星座點(diǎn)圖。
權(quán)利要求
1.無導(dǎo)頻輔助的正交頻分復(fù)用(OFDM)全數(shù)字同步跟蹤方法，其特征在于它是一種運(yùn)算量小、軟硬件實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、頻帶利用率高的時(shí)頻二維環(huán)路跟蹤方法；利用每個(gè)子載波上各數(shù)據(jù)符號(hào)的信號(hào)特征進(jìn)行頻差跟蹤，時(shí)域環(huán)路對(duì)一個(gè)OFDM符號(hào)中誤差估計(jì)器(FED)輸出的所有估計(jì)相差在累加平均器中進(jìn)行平均，得到的估計(jì)相差在快速傅立葉變換(FFT)之前對(duì)下一個(gè)OFDM符號(hào)的相位均值進(jìn)行調(diào)整；頻域環(huán)路采用逐點(diǎn)跟蹤，對(duì)一個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行相差估計(jì)后，對(duì)下一個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行相位調(diào)整，它包括以下步驟(1)對(duì)當(dāng)前OFDM符號(hào)的N個(gè)時(shí)域樣點(diǎn)進(jìn)行相位糾正上述時(shí)域估計(jì)相差φl取整后作為正/余弦表的偏移地址，該偏移地址和起始地址共同構(gòu)成查表地址輸入正/余弦表，將正/余弦表的輸出與當(dāng)前OFDM符號(hào)的第一個(gè)樣點(diǎn)數(shù)據(jù)復(fù)數(shù)相乘；然后，偏移地址累加為新的查表地址輸入正/余弦表，將正/余弦表的輸出與當(dāng)前OFDM符號(hào)的第二個(gè)樣點(diǎn)數(shù)據(jù)復(fù)數(shù)相乘；依次類推，直到所有N個(gè)樣點(diǎn)完成上述相位糾正；(2)對(duì)當(dāng)前OFDM符號(hào)的N個(gè)樣點(diǎn)做N點(diǎn)FFT運(yùn)算，并/串轉(zhuǎn)換后輸出；(3)對(duì)串行輸出的N個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)逐個(gè)進(jìn)行載波相位糾正將頻域環(huán)路濾波器的輸出θk取整作為正/余弦表的查表地址輸入到正/余弦表，將正/余弦表的輸出與當(dāng)前第k個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)復(fù)數(shù)相乘；然后，對(duì)該子載波解映射后輸出有效比特；(4)提取誤差增量e()利用下述通用環(huán)誤差提取算法計(jì)算誤差增量e()，并將其分別輸出到頻域環(huán)路濾波器和累加平均器；e()＝ekI·sgn(bk)-ekQ·sgn(ak)其中，ekI＝ak-Ik，ekQ＝bk-Qk，ak和bk分別是FFT輸出的第k個(gè)子載波上數(shù)據(jù)符號(hào)的實(shí)部和虛部，Ik和Qk則對(duì)應(yīng)該子載波正確星座點(diǎn)的實(shí)部和虛部；(5)返回步驟(3)，完成所有N個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)相位糾正為止；(6)累加平均器輸出一次，其結(jié)果輸入時(shí)域環(huán)路濾波器；(7)返回步驟(1)，輸入下一個(gè)OFDM符號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步跟蹤方法，采用簡(jiǎn)化誤差提取算法，其特征在于在上述步驟(4)中，采用適用于多進(jìn)制正交幅度調(diào)制(MQAM)的簡(jiǎn)化定點(diǎn)算法ekI＝(akmod 2)-1，ekQ＝(bkmod 2)-1。
3.無導(dǎo)頻輔助的正交頻分復(fù)用(OFDM)全數(shù)字同步跟蹤系統(tǒng)，其特征在于，依照權(quán)利要求1所述方法，僅利用子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行頻差的跟蹤，并使跟蹤環(huán)路適應(yīng)不同星座映射方式，從而實(shí)現(xiàn)頻帶利用率提高并結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化的系統(tǒng)，其軟硬件結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度很低，易于在現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯陣列(FPGA)的硬件系統(tǒng)或數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)的軟件系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)，它包含時(shí)域復(fù)數(shù)乘法器輸入端與輸入寄存器的輸出端相連；依次串接的串并轉(zhuǎn)換器、N點(diǎn)FFT變換器和并串轉(zhuǎn)換器其中串并轉(zhuǎn)換器的輸入端與時(shí)域復(fù)數(shù)乘法器的輸出端相連；頻域復(fù)數(shù)乘法器輸入端與上述并串轉(zhuǎn)換器的輸出端相連，輸出信號(hào)經(jīng)解映射后轉(zhuǎn)換成串行輸出的原始碼流；誤差估計(jì)器輸入端與頻域復(fù)數(shù)乘法器的輸出端相連；數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器存儲(chǔ)正/余弦表數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)輸出端分別與時(shí)域復(fù)數(shù)乘法器和頻域復(fù)數(shù)乘法器相連；依次串接的實(shí)數(shù)乘法器K1、θk累加器和移位寄存器，其中，實(shí)數(shù)乘法器K1輸入端與誤差估計(jì)器輸出端相連，移位寄存器輸出端與上述數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器地址線相連；依次串接的實(shí)數(shù)乘法器K2、φl累加器、移位寄存器和地址累加器，其中，實(shí)數(shù)乘法器K2輸入端與誤差估計(jì)器輸出端相連，地址累加器輸出端與上述數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器地址線相連；時(shí)鐘電路分別向各個(gè)累加器、輸入寄存器等提供時(shí)鐘或N分頻的時(shí)鐘；在上述系統(tǒng)的誤差估計(jì)器中，包括以下部分誤差信號(hào)ek實(shí)部/虛部判決器輸入端分別與并串轉(zhuǎn)換器的實(shí)部/虛部輸出端相連，判決輸入信號(hào)的原始星座點(diǎn)并輸出；誤差信號(hào)ek實(shí)部/虛部符號(hào)判決器輸入端分別與并串轉(zhuǎn)換器的實(shí)部/虛部輸出端相連，判決輸入信號(hào)的符號(hào)并輸出；減法器一個(gè)輸入端為實(shí)部/虛部判決器的輸出，另一個(gè)輸入端為并串轉(zhuǎn)換器的實(shí)部/虛部輸出；條件取反器條件輸入端為符號(hào)判決器的輸出，數(shù)據(jù)輸入端為減法器輸出；輸出端減法器兩個(gè)輸入端分別為兩個(gè)條件取反器的輸出；在所述系統(tǒng)中，誤差估計(jì)器、實(shí)數(shù)乘法器K1、θk累加器、移位寄存器、共用的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器和頻域復(fù)數(shù)乘法器組成頻域同步跟蹤環(huán)路；誤差估計(jì)器、實(shí)數(shù)乘法器K2、φl累加器、移位寄存器、地址累加器、共用的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器和時(shí)域復(fù)數(shù)乘法器組成時(shí)域同步跟蹤環(huán)路。
全文摘要
無導(dǎo)頻輔助的正交頻分復(fù)用全數(shù)字同步跟蹤方法及系統(tǒng)，屬于寬帶多載波無線傳輸技術(shù)領(lǐng)域。其特征在于它是一種運(yùn)算量小、實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的無導(dǎo)頻輔助時(shí)頻二維環(huán)路跟蹤方法。時(shí)域環(huán)路是對(duì)一個(gè)正交頻分復(fù)用(OFDM)符號(hào)中誤差估計(jì)器(FED)輸出的所有估計(jì)相差進(jìn)行平均，得到的估計(jì)相差在快速傅立葉變換(FFT)之前對(duì)下一個(gè)OFDM符號(hào)的相位均值進(jìn)行調(diào)整；頻域環(huán)路采用逐點(diǎn)(或間隔)跟蹤，對(duì)一個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行相差估計(jì)后，對(duì)下一個(gè)子載波數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行相位調(diào)整。相應(yīng)地提出了一個(gè)適用于分組數(shù)據(jù)通信的無導(dǎo)頻輔助OFDM同步跟蹤系統(tǒng)。與一般導(dǎo)頻輔助方法相比，它提高了頻帶利用率，極大降低了算法的實(shí)現(xiàn)難度，簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。
文檔編號(hào)H04J11/00GK1452332SQ0312422
公開日2003年10月29日 申請(qǐng)日期2003年5月1日 優(yōu)先權(quán)日2003年5月1日
發(fā)明者匡麟玲, 倪祖耀, 陸建華 申請(qǐng)人:清華大學(xué)