專利名稱：一種用于寬帶碼分多址(wcdma)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法
技術領域：
本發明涉及第三代移動通信系統中的多徑跟蹤方法，特別涉及一種用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法。
背景技術：
陸地移動信道中無線電波傳播的特點是多反射、衍射和信號能量的衰減。這是由一些空間中必然會存在的障礙(如建筑物、山包等)造成的，產生了被稱為多徑傳播的結果，換句話說，從發射機發射的信號經過多條不同的傳輸路徑到達接收機，接收機將以不同的延時接收到衰落程度和相位不等的多條路徑的傳輸信號。如果能夠將這些多徑信號進行適當的合并，則可改善接收信號的信噪比。
WCDMA是一個寬帶直擴碼分多址系統，通過將用戶數據與CDMA擴頻碼相乘從而將用戶信息擴展到很寬的帶寬上去。WCDMA支持兩種基本的運行模式頻分雙工(FDD)和時分雙工(TDD)。在FDD模式下，上行鏈路(移動臺至基站的連接)和下行鏈路(基站至移動臺的連接)分別使用兩個獨立的5MHz載波，在TDD模式下則只使用一個5MHz的載波。
圖1為WCDMA上行鏈路基帶接收系統的框圖。如圖1所示，經過前端解調處理后的基帶I支路和Q支路信號被輸入多徑搜索單元11，由其確定屬于同一用戶的每個路徑信號的能量、相對時間位置或相位以及噪聲功率。指峰(finger)管理單元12根據多徑搜索單元11輸出的多徑信號位置，為瑞克(RAKE)接收單元13內的多徑跟蹤模塊1～4分配跟蹤的路徑位置。RAKE接收單元13包含多個多徑跟蹤模塊1～4和最大比例合并單元(MRC)14，多徑跟蹤模塊1～4對指峰管理單元12分配的路徑位置進行跟蹤，進一步確定該路徑的精確位置，并將該路徑位置上經過信道估計后的相干解擴信號輸出至MRC單元14，由其進行最大比例合并后輸出具有很大信噪比的數據信號。信號干擾比(SIR)單元15根據基帶I支路和Q支路信號以及指峰管理單元12的輸出確定信號的SIR。
在上述圖1所示的基帶接收系統中，實際上采用了兩級同步方式，即首先進行多徑搜索，獲得大范圍內的各條路徑信號，然后進行多徑跟蹤處理，對多徑搜索處理獲得的每條路徑的粗略位置進行調整以確定精確的位置。以下借助圖2對圖1中的多徑跟蹤模塊1～4作進一步的描述。
如圖2所示，每個多徑跟蹤模塊包括重采樣單元21、解擾單元22a～22c、非相干解擴單元23a～23c、無限沖擊響應濾波器(IIR)24a和24b、比較器25、信道估計單元26以及相干解擴單元27。
該多徑跟蹤模塊按照圖3所示的流程進行多徑跟蹤。在步驟31中，重采樣單元21對兩倍于碼片速率的基帶I支路和Q支路信號作內插處理以獲得16倍碼片速率的信號，而在步驟32中，重采樣單元21對內插處理后獲得的16倍碼片速率信號在三個位置采樣以獲得早路、中路和遲路三路信號，初始的采樣位置取決于指峰管理單元12的輸出，這三路信號的采樣位置在時間或相位上依次相差1/4個碼片。在步驟33中，解擾單元22a～22c分別對中路、早路和遲路信號進行解擾，而非相干解擴單元23a～23c用DPCCH信道的擴頻碼分別對解擾處理后的中路、早路和遲路信號的實虛部進行解擴并計算得到每一路信號的符號能量(即一個符號間隔內的能量値)。在步驟34中，無限沖擊響應濾波器24a對中路的信號能量進行IIR濾波處理獲得參考値，無限沖擊響應濾波器24b對早路與遲路的符號能量之差進行IIR濾波處理獲得誤差値。在步驟35中，比較器25將誤差値與參考値進行比較，根據下列規則確定跟蹤位置的調整方向如果|R|≤V，則表明中路采樣位置為實際路徑位置，因此不作調整；如果R＞V，則表明中路采樣位置滯后于實際路徑位置，因此指示下次三個采樣位置在時間上前移1/16個碼片；如果R＜-V，則表明中路采樣位置提前于實際路徑位置，因此指示下次三個使采樣位置在時間上后移1/16個碼片。
這里，R為誤差値與參考値之比，V為預先設定的大于0的門限値。
當兩條路徑的間隔較小時(例如小于1.5個碼片間隔)，徑間存在一定的干擾，即其中一條路徑的早路、中路和遲路采樣位置上的符號能量包含了另一條路徑的貢獻。由于未考慮到這種徑間干擾，這種方法將導致間隔較小的兩條路徑的采樣相位逐漸趨近于同一點，最終使得接收端損失一條接收路徑，降低了系統性能。
發明內容
本發明的目的是提供一種用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其可以在跟蹤間隔較小路徑的過程中避免出現徑損失。
本發明的上述目的通過下述技術方案實現一種用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其根據被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量對該路徑的采樣相位進行調整，其中，如果一條被跟蹤的路徑與其它路徑的間隔小于設定値，則將按照下列步驟修正的數值作為所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量(1)確定所述其它路徑在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的能量；以及(2)將所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的符號能量分別減去步驟(1)確定的早路、中路和遲路位置處的能量。
在上述用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法中，所述步驟(1)按照下列方式確定每條所述其它路徑在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的能量(1a)確定該條所述其它路徑中路位置的信號能量及其在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的權重因子；以及(1b)將該條所述其它路徑的中路位置的信號能量分別與其在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的權重因子相乘。
所述權重因子為該條所述其它路徑的中路位置符號能量在時間上的歸一化分布函數在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的取值。
所述權重因子以下述方式確定(a)以該條所述其它路徑的中路位置為中心，確定其左右兩側一定范圍內若干等間隔采樣位置上的時隙能量；(b)對所述若干等間隔采樣位置上的時隙能量作多時隙平滑濾波處理；以及(c)對所述若干等間隔采樣位置上平滑濾波處理后的時隙能量進行歸一化處理以得到該條所述其它路徑的信號能量在每個等間隔采樣位置上的權重因子。
在上述用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法中，以下列方式根據被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量對該路徑的采樣相位進行調整(3)分別對被跟蹤單徑的中路位置符號能量以及早路與遲路位置的信號能量之差進行無限沖擊響應濾波；(4)將步驟(3)處理后的早路與遲路位置信號能量之差和中路位置信號能量相除，如果比值的絕對值小于或等于預先設定的閾值，則對被跟蹤路徑的采樣位置不作調整，如果比值大于預先設定的閾值，則使被跟蹤路徑的采樣位置在時間上前移，如果比值小于預先設定的閾值，則使被跟蹤路徑的采樣位置在時間上后移。
在上述用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法中，所述設定値為碼片間隔的1.5倍。
由上可見，在本發明的多徑跟蹤方法中，當兩條路徑的間隔較小時，通過將被跟蹤路徑的早路、中路和遲路采樣位置上的信號能量扣除鄰近路徑的貢獻來修正被跟蹤路徑的早路、中路和遲路采樣位置上的信號能量，從而可以始終保證兩條路徑的存在，避免了接收路徑的損失。
通過以下結合附圖對本發明較佳實施例的描述，可以進一步理解本發明的目的、特征和優點，其中圖1為WCDMA上行鏈路基帶接收系統的框圖。
圖2為圖1所示WCDMA上行鏈路基帶接收系統中多徑跟蹤模塊的示意框圖。
圖3為現有技術WCDMA上行鏈路多徑跟蹤過程的流程圖。
圖4為WCDMA上行鏈路中專用物理信道的幀結構示意圖。
圖5為按照本發明一個較佳實施例的多徑跟蹤過程的流程圖。
圖6為圖5所示較佳實施例中內插步驟的輸入輸出關系示意圖。
圖7為圖5所示較佳實施例中所用內插算法的結構圖。
圖8a和8b示出了利用本發明多徑跟蹤方法與利用其它現有技術多徑跟蹤方法獲得的誤碼率的比較結果。
具體實施例方式
本發明多徑跟蹤方法的基本思想是當兩條路徑間隔較小時，通過從被跟蹤路徑的能量中扣除鄰近路徑的貢獻來修正被跟蹤路徑的能量，由此達到消除徑間能量干擾的目的。
以下借助附圖描述本發明的較佳實施例。在WCDMA系統中上行鏈路共有三種物理信道專用物理信道、物理隨機接入信道、公共分組信道，由于多徑跟蹤一般是對專用物理信道進行的，所以在本實施例中以專用物理信道為例描述本發明的具體實施方式
。
在WCDMA上行鏈路中，專用物理數據信道(DPDCH)和專用物理控制信道(DPCCH)在一個無線幀內采用實/虛部的編碼復用，其幀結構如圖4所示。為簡單起見，假定每個用戶只有一個DPDCH。令N表示激活用戶數，Ln表示第n個用戶(1≤n≤N)的多徑數，第n個用戶DPDCH和DPCCH的數據比特流(取值±1)分別為{dn,i(I)}={···,dn,0(I),dn,1(I),···}---(1)]]>{dn,i(Q)}={···,dn,0(Q),dn,1(Q),···}---(2)]]>第n個用戶DPDCH、DPCCH的擴頻序列(取值±1)分別為{cn,i(I)}={···,cn,0(I),cn,1(I),···]---(3)]]>{cn,i(Q)}={···,cn,0(Q),cn,1(Q),···}---(4)]]>其中cn,i(I)=cn,i+Mn(I)(I),cn,i(Q)=cn,i+M(Q)(Q),]]>Mn(I)和M(Q)分別表示第n個用戶DPDCH、DPCCH的擴頻因子。需要注意的是，不同用戶的DPDCH的擴頻因子Mn(I)可以不同，但所有用戶的DPCCH的擴頻因子M(Q)均相同。令dn(I)(t)、dn(Q)(t)分別表示第n個用戶DPDCH、DPCCH的窄帶調制信號波形，cn(I)(t)、cn(Q)(t)分別表示第n個用戶DPDCH、DPCCH的擴頻波形，則有dn(I)(t)=Σi=-∞∞dn,i(I)PTdn(I)(t-iTdn(I))---(5)]]>dn(Q)(t)=Σi=-∞∞dn,i(Q)PTd(Q)(t-iTd(Q))---(6)]]>cn(I)(t)=Σi=-∞∞cn,i(I)PTc(t-iTc)---(7)]]>cn(Q)(t)=Σi=-∞∞cn,i(Q)PTc(t-iTc)---(8)]]>其中PT(t)表示寬度為T的單位脈沖信號 Tdn(I)、Td(Q)分別表示第n個用戶DPDCH、DPCCH的數據比特周期，Tc為碼片周期，且有Mn(I)·Tc=Tdn(I)---(10)]]>M(Q)·Tc＝Td(Q)(11)令ξn，l(t)＝xn，l(t)+jyn，l(t)、τn，l分別表示第n個用戶信號第l條路徑的復數值信道沖擊響應和傳輸時延，假定DPDCH和DPCCH的發射功率相同，則接收的基帶信號經解擾之后可表示為r(t)=Σn=1NΣl=1Ln2Pnξn,l(t)·[cn(I)(t-τn,l)dn(I)(t-τn,l)]]>+jcn(Q)(t-τn,l)dn(Q)(t-τn,l)]+n(t)---(12)]]>
其中Pn表示第n個用戶DPDCH/DPCCH的發射功率。若不考慮加性高斯白噪聲n(t)的影響，則上式可表示為r(t)=rR(t)+jrI(t)]]>=Σn=1NΣl=1Ln2Pn[(xn,l(t)cn(I)(t-τn,l)dn(I)(t-τn,l)-yn,l(t)cn(Q)(t-τn,l)dn(Q)(t-τn,l))]]>+j(xn,l(t)cn(Q)(t-τn,l)dn(Q)(t-τn,l)+yn,l(t)cn(I)(t-τn,l)dn(I)(t-τn,l))]---(13)]]>在本實施例中，按照圖5所示的流程進行多徑跟蹤。在步驟51中，與前述現有技術一樣，兩倍于碼片速率的基帶I支路和Q支路信號經過內插處理后獲得16倍碼片速率的信號。
如圖6所示，經過內插處理之后，一個碼片間隔(圖6橫軸上的區間(i-2，i)至)被劃分為16個采樣位置，其中位置i-2、i-1和i上的信號值x(i-2)、x(i-1)和x(i)為兩倍于碼片速率的輸入信號値，i-2與i-1之間以及i-1與i之間各劃分為8個等間隔，這些間隔之間邊界上的信號值為內插値。
內插算法的算法結構如圖7所示，以i-2與i-1之間的區間為例，某一間隔邊界上的信號値y(u)為y(u)＝(a·u/8+b)·u/8+c(0≤u/8≤1)(14)其中，a=12x(i)-12x(i-1)-12x(i-2)+12x(i-3)---(15)]]>b=-12x(i)+32x(i-1)-12x(i-2)-12x(i-3)---(16)]]>c＝x(i-2) (17)由式(14)可知，u表示區間(i-2，i-1)內間隔邊界的序號，例如u＝0對應位置i-2，u＝1對應自位置i-2開始的第一個間隔邊界的位置，u＝2對應自位置i-2開始的第二個間隔邊界的位置，……，依此類推，u＝8對應位置i-1。由于兩倍碼片輸入的接收信號為復信號，因此重采樣單元應分別對復信號的實部和虛部做內插運算。
值得指出的是，還可以采用其它內插算法結構，它們與本發明的前述基本思想沒有關聯，因此具體的內插算法結構不應理解為對本發明精神和保護范圍的限制。
在步驟52中，與前述現有技術一樣，重采樣單元對內插處理后獲得的16倍碼片速率信號在三個位置進行采樣以獲得早路、中路和遲路三路信號，假設初始中路的采樣位置位于區間(i-2，i-1)內與序號u對應的邊界位置上，則早路和遲路采樣位置分別位于區間(i-2，i-1)內與序號u+4和u-4對應的邊界位置上，這三路信號位置在時間或相位上依次相差1/4個碼片。
在步驟53中，解擾單元分別對中路、早路和遲路信號進行解擾后獲得的早路、中路和遲路三路信號分別為rearly(t)＝rR，early(t)+jrI，early(t)rontime(t)＝rR，ontime(t)+jrI，ontime(t)rlate(t)＝rR，late(t)+jrI，late(t)非相干解擴單元用cn(I)(t)和cn(Q)(t)分別對上述每路信號的I路(實部)信號和Q路(虛部)信號進行解擴。對于每路信號，令zn，l(I)(h，m)、zn，l(Q)(h，m)表示第l條路徑的第h個時隙內第m個符號位置的匹配濾波器輸出，則有zn,l(I)(h,m)=1Td(Q)∫hTslot+(m-1)Td(Q)+τn,lhTslot+mTd(Q)+τn,lrR(t)cn(Q)(t-τn,l)dt---(18)]]>zn,l(Q)(h,m)=1Td(Q)∫hTslot+(m-1)Td(q)+τn,lhTslot+mTd(q)+τn,lrI(t)cn(Q)(t-τn,l)dt---(19)]]>其中Tslot為時隙寬度。
根據式(18)和(19)，由此可得到第l條路徑的第h個時隙內第m個符號的早路、中路和遲路位置能量Wn,l(h,m)=|zn,l(I)(h,m)|2+|zn,l(Q)(h,m)|2---(20)]]>兩條路徑跟蹤時的相互干擾直接與它們之間的間隔的大小有關，當大于或等于一定值時，相互干擾較小，因此可以獨立地對各條路徑的采樣相位進行跟蹤，但是當小于該值時，相互干擾較大，因此在跟蹤之前需要消除它們之間的相互干擾。
在步驟54中，判斷兩條路徑之間的間隔是否小于設定値。假設d(h)為第h個時隙內兩條路徑的間隔，其可由下式計算得到 式中path1和path2分別為第一個時隙(h＝0)內路徑1和2的徑延時(單位為碼片，并且path2＞path1)，Δui(h)是第i條徑(i＝1或2)第h個時隙(h＞0)相對第h-1個時隙的采樣相位變化量，其單位為1/16個碼片。
如果d(h)大于或等于設定値，則表明相互干擾較小，因此轉入步驟56，獨立地對路徑1和2的采樣相位進行跟蹤。如果d(h)小于設定値，則表明相互干擾較大，因此轉入步驟55，對第1和2條路徑的第h個時隙內第m個符號的早路、中路和遲路位置能量進行修正以消除它們之間的相互干擾。比較好的是，該設定値為碼片間隔的1.5倍。
在步驟55，對第1和2條路徑的第h個時隙內第m個符號的早路、中路和遲路位置能量進行修正，假設以Wn，l，early(h，m)、Wn，l，ontime(h，m)和Wn，l，late(h，m)表示第n個用戶的第l條徑(l＝1或2)的早路、中路和遲路位置在第h個時隙的第m個符號的能量，則修正算法如下W′n，1，early(h，m)＝Wn，1，early(h，m)-Wn，2，ontime(h，m)×a[64-d(h)-4] (23-1)W′n，1，ontime(h，m)＝Wn，1，ontime(h，m)-Wn，2，ontime(h，m)×a[64-d(h)] (23-2)W′n，1，late(h，m)＝Wn，1，late(h，m)-Wn，2，ontime(h，m)×a[64-d(h)+4](23-3)W′n，2，early(h，m)＝Wn，1，early(h，m)-Wn，1，ontime(h，m)×a[64+d(h)-4] (23-4)
W′n，2，ontime(h，m)＝Wn，2，ontime(h，m)-Wn，1，ontime(h，m)×a[64+d(h)] (23-5)W′n，2，late(h，m)＝Wn，2，late(h，m)-Wn，1，ontime(h，m)×a[64+d(h)+4](23-6)其中系數a[n]為其中一條路徑的中路位置的符號能量在另一條路徑的早路、中路和遲路位置處的權重因子，其代表了該條路徑能量的歸一化分布形式。權重因子可按照下述方式確定以該條路徑的中路位置為中心，考察其左右兩側一定范圍內內若干等間隔采樣位置上的能量值的相對值，在本實施例中，該范圍為左右2個碼片，采樣位置數量為64個，兩個相鄰采樣位置之間的間隔為1/16個碼片。具體而言，對于上述每個采樣位置，都分離出一路碼片級數據，對每路碼片級數據解擾和用DPCCH擴頻碼解擴，由此計算出符號能量和時隙能量，然后將時隙能量進行多時隙平滑濾波處理，最后將這一組時隙能量進行歸一化處理即得到該條所述其它路徑的信號能量在每個等間隔采樣位置上的權重因子a[n]。
值得指出的是，這里將一條路徑的中路位置的符號能量與其在另一條路徑的早路、中路和遲路位置處的權重因子的乘積視為該路徑在另一路徑的早路、中路和遲路位置處的符號能量，但是這種近似形式不是唯一的，對于本領域內的技術人員而言，其它能夠比較精確地表示該路徑在另一路徑的早路、中路和遲路位置處的符號能量的近似方式都是公知的，因此此處不再贅述。
接著，在步驟56中，由無限沖擊響應濾波器按照下式對經過步驟55修正的第h個時隙第m個符號的中路符號能量W′n，l，ontime(h，m)和早路與遲路的符號能量之差ΔWn，l(h，m)(即ΔWn，l(h，m)＝W′n，l，early(h，m)-W′n，l，late(h，m))分別進行IIR濾波處理以獲得參考值和誤差値y(n)＝x(n)+0.99y(n-1)(24)這里的x(n)為輸入值，y(n)和y(n-1)分別為當前和前一濾波輸出值。值得指出的是，無限沖擊響應濾波器的形式和參數并不僅僅局限于式(24)限定的一種，實際上還可采用其它的形式，這對于本領域內技術人員來說是顯而易見的，因此此處不作進一步的展開。
隨后，在步驟57中，由比較器將步驟56中的誤差値與參考値進行比較，根據下列規則確定下一時隙內同一符號的采樣相位的調整方向
如果|R|≤VT，則表明中路采樣位置為實際路徑位置，因此不作調整；如果R＞VT，則表明中路采樣位置滯后于實際路徑位置，因此指示下一時隙同一符號的三個采樣位置在時間上前移1/16個碼片，即，使式(14)中的u＝u+1；如果R＜-VT，則表明中路采樣位置提前于實際路徑位置，因此指示下一時隙同一符號的三個使采樣位置在時間上后移1/16個碼片，即，使式(14)中的u＝u-1。
這里，R為誤差値與參考値之比，VT為預先設定的大于0的門限値。
以下借助圖8a和8b描述本發明多徑跟蹤方法與現有技術多徑跟蹤方法的仿真結果比較。仿真環境參數如下信道白噪聲+瑞利衰落衰落(fading)特性2徑，各徑相對功率分別為0dB、0dB，徑延時分別為260ns、520ns移動臺速度120公里/小時背景白噪聲功率(dBm)8×10-9信道衰減(dB)100-116dB跟蹤門限值0.15、0.20、0.25、0.3、0.35、0.4圖8a為仿真結果的三維示意圖，圖中的縱軸表示誤碼率，橫軸分別表示信道衰減(單位為分貝(db))和門限值，“*”代表采用現有技術多徑跟蹤方法的仿真結果，而“+”代表采用本發明多徑跟蹤方法的仿真結果。
圖8b為仿真結果的二維示意圖，門限值為0.2，圖中的縱軸表示誤碼率，橫軸表示信道衰減(單位為分貝(db))，“*”代表采用現有技術多徑跟蹤方法的仿真結果，“o”代表理想采樣相位下的仿真結果，“+”代表采用本發明多徑跟蹤方法的仿真結果。
圖8a和8b的仿真結果表明，采用本發明的多徑跟蹤方法可使系統的誤碼率明顯降低，特別是當跟蹤門限較小和信道衰減較低時，系統的性能有較大的提高。此外，由圖8b可見，采用本發明的多徑跟蹤方法得到的系統誤碼率已經非常接近理想采樣相位下的系統誤碼率，因而可以推斷當兩條徑的間隔小于一個碼片時，本發明的多徑跟蹤方法將有效克服現有技術多徑跟蹤方法中徑損失的缺點，保證了系統的性能。
權利要求
1.一種用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其根據被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量對該路徑的采樣相位進行調整，其特征在于，如果一條被跟蹤的路徑與其它路徑的間隔小于設定値，則將按照下列步驟修正的數值作為所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量(1)確定所述其它路徑在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的能量；以及(2)將所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的符號能量分別減去步驟(1)確定的早路、中路和遲路位置處的能量。
2.如權利要求1所述的用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其特征在于，所述步驟(1)按照下列方式確定每條所述其它路徑在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的能量(1a)確定該條所述其它路徑中路位置的信號能量及其在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的權重因子；以及(1b)將該條所述其它路徑的中路位置的符號能量分別與其在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的權重因子相乘。
3.如權利要求2所述的用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其特征在于，所述權重因子為該條所述其它路徑的中路位置信號能量在時間上的歸一化分布函數在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的取值。
4.如權利要求3所述的用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其特征在于，所述權重因子以下述方式確定(a)以該條所述其它路徑的中路位置為中心，確定其左右兩側一定范圍內若干等間隔采樣位置上的時隙能量；(b)對所述若干等間隔采樣位置上的時隙能量作多時隙平滑濾波處理；以及(c)對所述若干等間隔采樣位置上平滑濾波處理后的時隙能量進行歸一化處理以得到該條所述其它路徑的信號能量在每個等間隔采樣位置上的權重因子。
5.如權利要求1～4中任意一項所述的用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其特征在于，以下列方式根據被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量對該路徑的采樣相位進行調整(3)分別對被跟蹤單徑的中路位置符號能量以及早路與遲路位置的信號能量之差進行無限沖擊響應濾波；(4)將步驟(3)處理后的早路與遲路位置符號能量之差和中路位置信號能量相除，如果比值的絕對值小于或等于預先設定的閾值，則對被跟蹤路徑的采樣位置不作調整，如果比值大于預先設定的閾值，則使被跟蹤路徑的采樣位置在時間上前移，如果比值小于預先設定的閾值，則使被跟蹤路徑的采樣位置在時間上后移。
6.如權利要求5所述的用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其特征在于，所述設定値為碼片間隔的1.5倍。
全文摘要
本發明提供一種用于寬帶碼分多址(WCDMA)系統的上行鏈路多徑跟蹤方法，其根據被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量對該路徑的采樣相位進行調整，如果一條被跟蹤的路徑與其它路徑的間隔小于設定值，則將按照下列步驟修正的數值作為所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量(1)確定所述其它路徑在所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置處的能量；以及(2)將所述被跟蹤路徑的早路、中路和遲路位置的信號能量分別減去步驟(1)確定的早路、中路和遲路位置處的能量。
文檔編號H04B1/707GK1461118SQ0311671
公開日2003年12月10日 申請日期2003年4月30日 優先權日2003年4月30日
發明者蔡國權, 丁保延, 曹振國 申請人:上海華龍信息技術開發中心