用于信道質量測量的方法和設備的制作方法

專利名稱：用于信道質量測量的方法和設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及無線數據傳輸，更具體地涉及關于這種數據傳輸的信道質量測量。
背景技術：
自適應調制和編碼是使高速無線數據傳輸的概念和技術成為可能的關鍵。無線信道典型地是隨機衰落信道。自適應編碼和調制是一般采用的用于在這種未知信道上傳輸數據的解決方法。傳統的設計方法學在傳輸信號功率中提供很大的衰落儲備以對抗可能發生的深衰落。這樣的衰落儲備典型地至少是6dB，表示200％-300％的吞吐量損耗。使用自適應編碼和調制的目的是通過在工作中動態地選擇最佳的編碼和調制配置，充分利用信道容量以及將使用這種衰落儲備的需要降到最小。這要求發射機具有關于瞬時信道質量的精確信息。這樣的瞬時信道質量信息在接收機處提取并反饋回發射機。傳統的方法是在接收機前端測量信道(信號)與干擾功率比(CIR)。根據瞬時CIR和目標性能，發射機確定并應用適合的編碼速率和調制。一般而言，由于復雜的傳播環境，快速和精確的測量CIR是非常困難的任務。
傳統的信道質量測量可以被分成兩種類型(1)基于導頻的信道質量測量以及(2)基于判決反饋的信道質量測量。這些方法使用已知序列的相關，特別是偽噪聲(PN)碼，具有所希望的信號和干擾。對于具有充分測量時間的緩慢變化的信道，傳統的方法能夠提供精確的CIR測量。
參考圖1，現在將描述傳統的基于導頻的CIR估計機制。在MIMO-OFDM(多輸入多輸出-正交頻分復用)的環境中，傳統的信道質量測量使用包含兩個相同的已知OFDM符號的導頻頭，使當前信道質量的指示基于該OFDM符號。圖1示出傳送它們各自信號的第一、第二和第三基站收發信臺(BTS)100、110和120，以及接收這些信號的移動臺130。移動臺130被配置成接收、解調和譯碼由第二基站收發信臺110傳送的信號。由第一基站收發信臺100和第三基站收發信臺120傳送的信號被移動臺130當作干擾接收。與由基站收發信臺2(BTS2)110傳送的具有接收信號功率C的信號相關的信道是其質量要被測量的信道。假設具有N個PN碼，每個PN碼的長度是N個碼片，則得到PNi·PNj≈0i≠jPNi·PNi＝N1≤i≤N.
該PN碼形成接近正交集的重要關系式允許使用導頻信道PN碼提取特定信道。在圖1中只示出三個BTS，因此只有三個PN碼。第二BTS110在編碼器-2 112處將其相關的信道質量要被測量的信號編碼。在最終通過天線118傳輸到移動臺130之前，使用在此被標記為導頻-PN2114的PN碼調制該編碼的信號。第一BTS 100在編碼器-1 102處編碼信號，該信號表現為到移動臺130的第一干擾信號。在最終通過天線108傳輸之前，使用PN碼導頻-PN1104調制這個編碼的信號。第三BTS120在編碼器-3 122處編碼信號，該信號表現為到移動臺130的第二干擾信號。在最終通過天線128傳輸之前，使用在此被標記為導頻-PN3124的PN碼調制這個編碼的信號。所有三個由天線108、118和128傳輸的信號都被移動臺130在接收機前端134通過天線132接收。接收到的信號然后被傳到譯碼器138，以便提取要被恢復的信道。接收到的信號還被傳到第一相關器140、第二相關器142和第三相關器144。圖1的相關器執行對應于乘法、求和以及絕對值平方的子操作，有效地執行對應于取兩個輸入的內積的操作。第一相關器140執行接收到的信號和PN碼導頻-PN1之間的相關并輸出干擾功率I1，其中該PN碼被用來調制對于移動臺來說看起來是第一干擾信號的信號。第二相關器142執行該信號和PN碼導頻-PN2之間的相關并輸出信號功率C，其中該PN碼被用來調制其質量要被測量的信號。第三相關器144執行接收到的信號和PN碼導頻-PN3之間的相關并輸出干擾功率I2，其中該PN碼被用來調制對于移動臺來說看起來是第二干擾信號的信號。計算操作150計算CIR，其在這種情況下僅僅是C/(I1+I2)。
一般而言，這種方法可以應用到M個基站收發信臺。使BTSi(1≤i≤M)是M個相鄰的基站收發信臺，Ei是來自在移動臺130測量的第i個基站的對應能量，S是移動臺在接收機前端134處接收到的組合的總信號能量，并且BTS2是其相關的CIR要被測量的基站收發信臺，則
C=max1≤i≤M(S·PNi)=E2·Ni]]>和I=Σi≠2(S·PNi)=N·Σi≠2Ei.]]>在這些公式中C和I是能量，盡管為了確定比率C/I，既可以使用能量也可以使用功率。因為導頻頭包括兩個相同的OFDM符號，所以CIR計算過程可以基于這兩個符號的平均值，從而降低噪聲。然而，如果該信道是多路徑衰落信道和/或移動速度很高，則這些方法就不起作用了。一種解決方法是插入更多的導頻以改善測量質量，然而，這引入了顯著降低頻譜效率的開銷。例如，在2G和3G無線系統中，導頻開銷大約是20-35％，而且這些系統的導頻設計不適合快速信道質量測量。情況如此是因為基本上信道質量測量的精確度被克萊默-勞(Cramer-Rao)下限所限制，這意味著只能在以更多的導頻開銷(時間或功率)為代價的情況下才能獲得信道測量的精確度。
作為這種折衷的例子，在建議的MIMO-OFDM系統中，每個OFDM幀在10ms內(15個時隙)傳送導頻頭。為了方便移動情形中的自適應調制，CIR估計必須每2ms(3個時隙)反饋回BTS。因此，基于導頻頭的CIR測量不能提供精確的瞬時信道質量信息。如果實際的CIR在該10ms期間沒有顯著改變，則通過測量導頻的能量可以粗略地跟蹤CIR。然而，這樣做，則會因為干擾是常數的假設變得越來越不精確，而使精確度向著時隙的末端而減少。
上述討論的信道質量測量用于自適應編碼和調制，且在任何情況下都不涉及信道估計。
信道質量測量是不同于信道估計的概念。執行信道質量測量來測量信道質量，從而可以選擇合適的編碼和調制設置。執行信道估計來估計信道響應，從而可以實現相干檢測。
在一些使用正交頻分復用(OFDM)的無線通信系統中，發射機在MIMO(多輸入，多輸出)環境中將數據符號作為OFDM幀來傳送到接收機。MIMO-OFDM系統的其中一個關鍵優點是通過使用更高的QAM大小、注水(water pouring)和/或自適應調制，在多路徑衰落信道上傳遞高速數據的能力。在MIMO-OFDM系統中，有兩個主要的設計難題(1)對抗由于高速移動性造成的高多普勒擴展和快速衰落，(2)提供公共的快速信令信道來實現快速的物理和MAC層的適配信令。為了解決移動性的問題，通常在OFDM設計中使用導頻信道；可以使用(時間和頻率)分散的導頻模式最優化這樣的導頻信道。公共的快速信令信道設計必須足夠可靠，以允許大多數移動臺能夠檢測信令，這引入相當大量的系統和頻譜開銷以維持該信令吞吐量。在傳統的OFDM設計中，分散的導頻和快速信令信道被安排為分離的開銷信道。
由于信道的損害，數據符號的相位和振幅可能在沿信道傳播期間改變。信道響應可以隨時間和頻率變化。為了允許接收機估計信道響應，導頻符號分散在OFDM幀內的數據符號之中。接收機將接收到的導頻符號的值和導頻符號的已知傳輸值進行比較，估計在導頻符號的頻率和時間的信道響應，并且內插估計的信道響應以便估計在該數據符號的頻率和時間處的信道響應。
傳輸參數信令(TPS)符號也和數據符號一起被傳輸。TPS符號在OFDM幀內的特定副載波上被傳輸，并用于提供公共的信令信道以允許快速物理和媒體訪問控制層的適配信令。
導頻符號和TPS符號都是開銷，因為它們不攜帶數據。為了增加OFDM通信系統的數據速率，應該將OFDM幀內的開銷減到最小。開銷的最小化在多輸入多輸出(MIMO)OFDM系統中特別重要。在具有M個傳送天線和N個接收天線的MIMO OFDM系統中，信號將在M×N個信道上傳播，并且開銷中有多達M組的導頻符號。在圖7中示出單輸入、單輸出情形下的具有專用的TPS和導頻信道的OFDM幀格式的例子。水平軸704示出表示多個OFDM副載波的每一個的頻率的周期。垂直軸706是時間，其中每一行表示一個OFDM符號。一組OFDM符號構成OFDM幀。在這個例子中，以分散的方式傳輸導頻信道，使該導頻符號在每第三個副載波傳輸，并且對于每個副載波是在每第六個幀傳輸。因此，第一副載波700在第一、第七(等等)OFDM符號中具有導頻符號701。第四副載波702在第四、第十(等等)OFDM符號中具有導頻符號705。此外，每個OFDM符號的第三、第九、第十五和第二十一副載波被用于傳輸TPS符號，共同地以708指示。其余的容量用于業務量。

發明內容
本發明的一個實施例提供了一種具有廣泛應用(例如UMTS和3G無線系統演進)的簡單精確而且健壯的信道質量測量方法。有利的是信道質量指示符(CQI)是間接地、簡單地且精確地被測量的，并且該指示符與移動速度和多路徑信道特性無關，而且避免了沃爾什編碼相干損失。CQI是對信道的總體質量的測量，而不僅是對于諸如CIR的一個因子的測量。此外，該方法易于實現，因為它不需要任何附加的編碼，例如用于CIR測量中的PN碼。
根據一個廣義的方面，提供了一種信道質量測量設備，該設備適于測量信道質量，在該信道上傳輸通過對源數據元素序列進行編碼和星座映射(constellation mapping)而產生的符號序列。該設備具有符號解映射器(demapper)，用于在其質量要被測量的信道上，將接收到的符號序列接收作為輸入，該符號解映射器適于對所述接收到的符號序列執行符號解映射，以便產生軟數據元素判決的序列。存在有軟譯碼器，用于接收由該符號解映射器產生的軟數據元素判決的序列作為輸入，該軟譯碼器適于對軟數據元素判決的序列進行譯碼以便產生譯碼的輸出序列。編碼器接收由該軟譯碼器產生的譯碼的輸出序列作為輸入，所述編碼器適于使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列。最后，相關器接收由該解映射器產生的軟數據元素判決序列和由該編碼器產生的重編碼的輸出序列作為輸入，所述相關器適于通過確定軟數據元素判決序列和重編碼輸出序列之間的相關性來產生信道質量指示符輸出。
在一些實施例中，符號解映射器適于執行QPSK符號解映射。
在一些實施例中，符號解映射器適于執行歐幾里德距離條件LLR符號解映射。
本發明的另一個廣義方面提供了一種測量信道的信道質量的方法，在該信道上傳輸由編碼和星座映射源數據元素序列產生的符號序列。該方法包括通過其質量要被測量的信道來接收一個接收到符號的序列；符號解映射所述接收符號的序列以產生軟數據元素判決的序列；譯碼所述軟數據元素判決的序列以產生譯碼的輸出序列；使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列；以及將所述重編碼的輸出序列和所述軟數據元素判決的序列相關以便產生信道質量指示符輸出。
在一些實施例中，該方法應用于測量OFDM信道質量。
本發明的另一個廣義的方面提供了一種通信系統，該系統具有一個發射機，適于通過信道傳輸由編碼和星座映射源數據元素序列而產生的符號序列；以及一個接收機，該接收機具有a)符號解映射器，用于通過信道接收一個接收到符號的序列作為輸入，所述符號解映射器適于對所述接收到符號的序列執行符號解映射，以便產生軟數據元素判決的序列；b)軟譯碼器，用于接收由該符號解映射器產生的軟數據元素判決的序列作為輸入，該軟譯碼器適于對軟數據元素判決的序列進行譯碼，以便產生譯碼的輸出序列；c)編碼器，用于接收由該軟譯碼器產生的譯碼的輸出序列作為輸入，所述編碼器適于使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列；以及d)相關器，用于接收由該解映射器產生的軟數據元素判決的序列和由該編碼器產生的重編碼的輸出序列作為輸入，所述相關器適于通過確定軟數據元素判決的序列和重編碼輸出序列之間的相關性來產生信道質量指示符輸出。該接收機適于將信道質量指示符反饋回發射機，而該發射機適于使用所述信道質量指示符以確定適合的編碼速率和調制并將其應用到源數據元素序列。
本發明的另一個廣義方面提供了一種自適應調制和編碼的方法，該方法包括通過信道傳輸由編碼和星座映射源數據元素序列產生的符號序列；通過該信道接收一個接收到符號的序列；符號解映射所述接收符號的序列以產生軟數據元素判決的序列；譯碼所述軟數據元素判決的序列以產生譯碼的輸出序列；使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列；將所述重編碼的輸出序列和所述軟數據元素判決的序列相關以便產生信道質量指示符輸出；傳輸該信道質量指示符；以及使用所述信道質量指示符以確定適合的編碼速率和調制并將其應用到源數據元素序列。
本發明的又一個廣義方面提供了一種確定信道質量的方法，該方法包括將軟數據元素判決的序列和一個第二數據元素序列相關，該第二數據元素序列是通過以下方式而產生的譯碼該軟數據元素判決序列以便產生一個譯碼的序列，以及然后重編碼該譯碼的序列。
本發明的另一個廣義方面提供了一種方法，該方法包括將前向誤差編碼應用到信令消息以生成編碼的快速信令消息；MPSK映射該編碼的信令消息以產生MPSK映射的編碼信令消息；將該MPSK映射的編碼信令消息映射到包括多個OFDM符號的OFDM幀內的多個副載波上；使用差分空時塊編碼(D-STBC)以時間方向編碼該MPSK映射的編碼信令消息的符號以生成編碼的符號；以及在多個發射天線上發射該編碼的符號，其中該編碼的符號以作為信道狀態的函數的、相對于OFDM幀內其他符號的增加的功率電平被發射。
在一些實施例中，該編碼的符號以分散的模式被傳輸。
在一些實施例中，在多個天線上發射該編碼的符號包括在選擇的副載波上每個天線分別通過N個連續OFDM符號來發射相應當N個編碼的符號，其中N是用于發射的天線數目，對于全部N×N個傳輸的編碼符號，該N×N個符號從D-STBC編碼的MPSK映射編碼信令流的L個符號得到，其中L和N確定STBC編碼率。
在一些實施例中，該方法還包括在至少一個OFDM符號中傳輸一組導頻副載波，以及使用該導頻副載波作為在隨后的OFDM符號期間傳輸的第一組D-STBC編碼符號的參考。
在一些實施例中，在至少一個OFDM幀中傳輸一組導頻副載波包括在每個天線上的各個不相交的多個副載波上傳輸多個導頻。
在一些實施例中，每個不相交的多個副載波包括一組副載波，每個都由N-1個副載波分開，其中N是天線的數目。
在一些實施例中，導頻副載波傳輸多個連續的OFDM幀，該幀的數量等于發射天線的數目。
還提供了適于實現任何一個上述方法的OFDM發射機。
本發明的另一個廣義的方面提供了一種接收方法，該方法包括在至少一個天線上接收包含接收的D-STBC編碼的MPSK映射的編碼信令消息符號在內的OFDM信號；從該OFDM信號恢復接收的信令消息符號；重編碼、MPSK映射和D-STBC編碼該接收的編碼信令消息符號以產生重編碼的D-STBC編碼的MPSK映射的編碼信令消息符號；以及通過將接收的D-STBC編碼的映射編碼信令消息符號和重編碼的D-STBC編碼的MPSK映射編碼信令消息符號進行比較來確定信道估計。
在一些實施例中，為包含D-STBC編碼的MPSK映射編碼信令消息符號在內的OFDM信號中的每個(時間、頻率的)位置確定信道估計。該方法還包括進行內插以便為OFDM信號中的其余每個(時間、頻率的)位置確定信道估計。
在一些實施例中，該方法還包括接收不是D-STBC編碼的導頻符號，它們被用作D-STBC編碼的MPSK映射編碼信令消息符號的第一D-STBC塊的參考。
還提供了適于實現任何一個上述方法的OFDM接收機。
還提供了包括計算機可讀存儲介質的制造物品，該計算機可讀存儲介質包括用于實現任何一個上面概述的方法的指令。
本發明的另一個廣義的方面提供了一種從在正交頻分復用(OFDM)接收機接收到的OFDM幀來生成導頻符號的方法，該OFDM幀包含OFDM幀內的以編碼符號形式的編碼快速信令消息。該方法包括處理以分散導頻模式為基礎的編碼符號以恢復編碼快速信令消息，重編碼快速信令消息以便生成分散模式的導頻符號，以及使用判決反饋為編碼符號恢復信道響應。
在一些實施例中，檢查快速信令消息來看當前的傳輸是否包含用于OFDM接收機的內容。只有當包含該內容時，才繼續用于當前傳輸的信道響應計算過程。
在一些實施例中，處理編碼符號包括使用差分空時塊編碼(D-STBC)譯碼技術來差分譯碼該編碼的符號，以便恢復編碼快速信令消息；將前向糾錯譯碼技術應用到編碼快速信令消息以便恢復快速信令消息；分析快速信令消息以便確定其是否包含所需的用戶識別；如果快速信令消息包括所需的用戶識別，則使用前向糾錯編碼技術來重編碼快速信令消息以便生成編碼的快速信令消息，以及使用D-STBC重編碼該編碼的快速信令消息。
本發明的另一個廣義方面提供一種適于在OFDM信號內在單個開銷信道上組合導頻和傳輸參數信令的發射機。
在一些實施例中，在開銷信道上用強編碼技術(strongencoding)傳輸一組傳輸參數信令符號，使得在接收機處，它們可以被精確地譯碼并重編碼，該重編碼的符號被當作已知導頻符號，該已知的導頻符號然后可以用于信道估計。
本發明的另一個廣義方面提供了一種適于處理由上面概述的發射機產生的組合的單個開銷信道的接收機。該接收機適于對包含被信道修改的編碼傳輸參數信令符號在內的接收信號進行譯碼，重編碼該譯碼的符號以產生已知的導頻符號，將接收的符號和已知的導頻符號進行比較以便產生信道估計。
結合附圖參考下面對于本發明的具體實施例的描述，本發明的其他方面和特征對于本領域的普通技術人員來說將變得顯而易見。


現在將參考附圖更詳細地描速本發明，其中圖1是使用已知信道質量測量技術的標準載波與干擾比(CIR)估計器的圖；圖2是根據本發明實施例構成的信道質量指示符(CQI)估計器的圖；圖3是示出QAM星座的圖，說明根據本發明實施例的QPSK解映射；圖4是示出對于不同多普勒頻率CQI相對SNR的仿真結果的圖；圖5是示出CQI測量的統計結果的圖；圖6是示出基于CQI的SNR測量誤差的CDF的圖；圖7是為專用導頻和TPS信道分配的OFDM符號的圖；圖8是在由本發明實施例提供的單個開銷信道中采用組合的TPS和導頻信令的OFDM系統的框圖；圖9是示出時間和頻率差分的OFDM符號分配圖；圖10是示出導頻和TPS符號位置的OFDM符號分配圖的一個例子；以及圖11和12是圖8系統的舉例的性能結果。
具體實施例方式
根據本發明的一個實施例，通過測量表示接收到的信號和參考信號星座之間平均距離的值獲得對接收到的信號質量的測量。一般而言，越差的信道，在參考信號星座上的接收信號就越分散和隨機，因此該信號和離它最近的星座參考點之間的平均距離就越大。
在一些實施方案中，如C/I估計的情況，信道質量測量的目的是為了成功的編碼速率和調制指配。在此的“成功的”指配是得到所希望的性能特性。根據這個目的，提供了在此被稱為“信道質量指示符”(CQI)的新的信道質量測量。CQI提供了信道質量的全面評估，包括干擾效果、多路徑衰落和多普勒擴展。
在開發CQI時，來自解映射功能的軟輸出被用于獲得信道質量的測量，因為軟輸出的振幅可以被用作信號可信度的指示。如果信道質量很高，則軟輸出值會很高，反之亦然。所有的信道損害都將反映在這樣的指示符中，而與它們的源和特性無關。這已經被仿真結果證明了，仿真結果顯示這樣的指示符對于干擾、多路徑衰落和多普勒擴展是不變的。
提出的優選實施例是基于MIMO-OFDM幀結構的，其中采用QAM星座，并且提供一種基于軟QAM解調和解映射的間接信道質量測量方法。然而，一般而言，本發明的實施例提供任何一種采用具有相關的參考符號星座的調制和映射方法的幀結構，該星座可以被用在諸如PSK(相移鍵控)和PAM(脈幅調制)的軟解調和解映射中以提出幾個例子。
參考圖2，現在將描述本發明的優選實施例。對于這個例子來說，假設來自第二基站收發信臺210的信號是希望的信號，其相關的信道質量由移動臺230測量，并且假設來自其他兩個(第一和第三)基站200和220的信號可以被移動臺230認為是噪聲。可能還有其他的噪聲源，而且信道可能引入諸如多徑衰落、剩余多普勒頻移和熱白噪聲的失真。第二BTS 210在編碼器-2 212處編碼輸入序列213(假設是比特序列，但更一般而言是數據元素序列)，以便產生編碼的比特序列。該編碼的比特序列包含在接收機處允許某些檢錯/糾錯的冗余。然后用符號映射器214將編碼的比特序列映射到星座點。這些星座點被調制為信號并作為信號傳輸，該信號的相關信道質量要被測量。該信號通過天線218傳輸到移動臺230。調制類型(和相關的星座)以及編碼器-2 212所采用的編碼類型都是作為從移動臺230反饋的信道質量指示符的函數而自適應選擇的。
第一BTS 200用編碼器-1 202編碼并用符號映射器204映射以產生信號，該信號對于移動臺230來說是第一干擾信號。這個信號通過天線208傳輸。第三BTS 220用編碼器-3 222編碼并用符號映射器224映射以產生信號，該信號對于移動臺230來說是第二干擾信號。這個信號通過天線228傳輸。由天線208、218和228傳輸的所有三個信道在接收機前端234被移動臺230通過天線232接收，盡管在這個例子中，來自第二基站收發信臺210的信號才是希望的信號。根據該優選實施例，接著將接收到的信號傳到符號解映射器236。符號解映射器236從接收機前端234取出原始符號數據，并且考慮在發射基站210處使用的已知信號星座來解映射該原始符號數據以便產生軟比特判決序列。該解映射的符號(軟比特判決)固有地構成可信度的表示并被用作到軟譯碼器238的輸入。符號解映射器236在輸出端237將一個解映射輸出信號既輸出到軟譯碼器238又輸出到相關器250。軟譯碼器238對解映射的輸出信號執行軟譯碼并輸出軟譯碼的輸出信號到編碼器240。該軟譯碼的輸出也在239處輸出作為接收機輸出，這是在輸入序列213的接收機處最佳可得到的估計。可替換地，可以使用不同的接收機結構來生成接收機輸出。編碼器240重編碼軟譯碼器的輸出以產生編碼的輸出信號，并且將這個編碼的輸出信號從輸出端242輸出到相關器250。使用與在基站210的編碼器-2 212處采用的編碼技術相同的編碼技術。假設使用適當的譯碼和重編碼技術，編碼器240的輸出與編碼器212在基站收發信臺210處產生的編碼序列相同。相關器250將來自編碼器輸出端242的重編碼序列與來自符號解映射器輸出端237的解映射輸出信號(軟比特判決序列)進行相關。相關器250輸出這個相關性作為信道質量指示符(CQI)。這個相關性越高，平均的解映射符號就越接近傳輸的星座符號，因而信道質量就越高。在所述的例子中，相關器250用乘法器251將重編碼的比特序列242和軟比特判決序列相乘。用求和器252對它們求和，然后取平方絕對值，如在253處所示。也可以使用其他相關方法。
在一個示例性的實施方案中，符號解映射器236從接收機前端234取輸入，并根據歐幾里德距離執行解映射。將在QPSK解映射的上下文中描述該優選實施例，QPSK解映射是PSK解映射的一種特殊情況。一般而言，對于PSK調制來說，根據PSK信號是否已經歸一化而存在有兩種解映射方法。對于相干的解映射，因為精確的參考星座是已知的，所以最優化的解映射是基于歐幾里德距離的；而對于不相干的解映射(當使用差分編碼技術時通常是這種情況)，解映射只能基于角度。基于角度的解映射方法是一種次最優的方法，因為它忽略了信號的振幅中攜帶的信息。作為PSK解映射的一種特殊情況，QPSK解映射不取決于信號歸一化。作為解映射較高QAM信號的情況，QPSK解映射基于LLR(似然比的對數)，在這個例子中，如參考圖3描述的，使用歐幾里德距離。在圖3中所描述的星座是具有格雷映射的QPSK星座。對應于比特序列00，01，10和11分別是星座點S0，S1，S2和S3，它們的坐標分別是(x0，y0)，(x1，y1)，(x2，y2)和(x3，y3)。點(x，y)表示來自接收機前端234的信號輸入。使用歐幾里德距離LLR的軟解映射比特b1b2可以表示為b1=loge-((x-x2)2+(y-y2)2)/2σ2+e-((x-x3)2+(y-y3)2)/2σ2e-((x-x0)2+(y-y0)2)/2σ2+e-((x-x1)2+(y-y1)2)/2σ2]]>b2=loge-((x-x1)2+(y-y1)2)/2σ2+e-((x-x3)2+(y-y3)2)/2σ2e-((x-x0)2+(y-y0)2)/2σ2+e-((x-x2)2+(y-y2)2)/2σ2,]]>其中σ2＝2EN0，E是每個QPSK符號的能量。
可以簡化比特b1的計算。因為四個QPSK星座點到原點(0，0)具有相等的距離x02+y02＝x12+y12＝x22+y22＝x32+y32.
則b1簡化成b1=loge-((x-x2)2+(y-y2)2)/2σ2+e-((x-x3)2+(y-y3)2)/2σ2e-((x-x0)2+(y-y0)2)/2σ2+e-((x-x1)2+(y-y1)2)/2σ2]]>=loge(xx2+yy2)/σ2+e(xx3+yy3)/σ2e(xx0+yy0)/σ2+e(xx1+yy1)/σ2]]>=loge(xx3+yy3)/σ2(1+e(xx2+yy2)-(xx3+yy3)/σ2)e(xx1+yy1)/σ2(1+e(xx0+yy0)-(xx1+yy1)/σ2)]]>因為x0＝x1且x2＝x3b1=loge(xx3+yy3)/σ2(1+ey(y2-y3)/σ2)e(xx1+yy1)/σ2(1+ey(y0-y1)/σ2)]]>讓D為I-Q曲線中S0和S1以及S2和S3之間的垂直距離。因此y0-y1＝y2-y3＝D，并且b1=loge(xx3+yy3)/σ2e(xx1+yy1)/σ2]]>=1σ2log(ex(x3-x1)+y(y3-y1))]]>因為星座的對稱性，x3-x1＝-D。因為y1＝y3，所以b1可以表示為b1=-Dσ2x]]>類似地，b2可以表示為b2=-Dσ2y]]>如果噪聲是固定的，則QPSK解映射算法可以進一步簡化成b1＝-xb2＝-y，這等價于兩個BPSK信號并且非常容易計算。
在STBC(空時塊編碼)中，組合的QPSK信號x被因數δ2＝|h11|2+|h21|2+|h12|2+|h22|2歸一化，其中hn，m是MIMO(多輸入多輸出)信道矩陣的元素。假設這四個信道的噪聲方差相同，即σ2，則噪聲功率變為(σ/δ)2。因此具有STBC的b1是b1=-D(σ/δ)2(xδ2)]]>=-Dσ2x]]>因此，這證明了STBC解映射中的QPSK不會受到用于歸一化的不同縮放因子影響。有條件的LLR軟解映射比特b1b2被輸出到軟譯碼器238，該譯碼器使用這些解映射比特，并且考慮數據流歷史信息，用于編碼器-2 212的編碼算法，以便對原始未編碼的碼字作出最佳估計。這個從軟譯碼器238輸出的最佳估計被編碼器240使用與編碼器-2 212相同的編碼算法進行重編碼。該重編碼的碼字從編碼器輸出端242輸出到相關器250。相關器250將從符號解映射器236的輸出端237輸出的有條件LLR與從編碼器240的輸出端242輸出的重編碼碼字進行相關。該相關的行為將有條件的LLR投射到重編碼的碼字上，其結果是用作為信道質量指示符(CQI)的內積輸出。
有利地，因為CQI是對符號解映射器輸出和重編碼序列之間的相關性的測量，所以它指示信道失真。使用似然值既不依賴于編碼類型(塊碼、卷積碼或渦輪碼)，也不依賴于譯碼方法(硬或軟)，而且不區分干擾從何處起源，例如鄰近小區干擾、白熱噪聲或剩余多普勒頻移。CQI使用所有對于估計可用的信息，不只使用解映射輸出的值，也使用是一個碼字的似然性，它比只測量軟輸出的值更精確，特別是在編碼率低的時候。在圖4中，以雙正交碼(16，5)的不同多普勒頻率下的歸一化的CQI相對SNR的圖來示出仿真結果。在圖5中示出統計SNR測量誤差結果，而在圖6中以基于CQI的SNR測量誤差的CDF示出仿真結果。這些圖示出了對于給定的BER，CQI相對于各種多普勒頻率和不同的信道模型來說是相對不變的。這意味著反過來說，不管信道狀態如何都可以使用CQI提供BER的一致表示，因而使用CQI來執行自適應編碼和調制判決，可以得到希望的BER。這通過將CQI反饋到發射機來實現，該發射機的信號與其質量要被測量的信道相關。根據CQI和希望的性能，發射機決定并應用適合的編碼速率和調制。
組合的導頻和TPS信道在上述實施例中，在接收機處使用編碼傳輸的數據來生成用于作出自適應編碼和調制判決的信道質量指示符。在本發明的另一個實施例中，提供了一種以這樣的方式來將導頻符號與傳輸參數信令(TPS)符號組合在正交頻分復用(OFDM)幀內的方法，即仍然可以執行信道估計。該方法可以在SISO(單輸入單輸出)發射機上實現或者在多輸入多輸出(MIMO)OFDM發射機上實現，并且可以概括地描述為四個步驟。第一，用前向誤差編碼技術(FEC)編碼快速信令消息以生成編碼的快速信令消息。第二，將編碼的快速信令消息映射到OFDM幀內的符號上。第三，使用差分空時塊編碼技術(D-STBC)編碼這些符號以生成編碼的符號。由于在其上傳輸分散的導頻副載波的信道的信道響應通常沿頻率方向變化比沿時間方向變化快得多，所以優選地在OFDM幀的時間方向上應用D-STBC編碼，并且如果差分譯碼是關于沿時間方向分布的符號，則在OFDM接收機處的差分譯碼更有可能產生對信道響應的較好估計。第四，在OFDM幀內以相對于其他業務量數據符號增加的功率電平、以分散導頻模式來傳輸編碼的符號。在一些實施例中，如果信道狀態很差，該功率電平只相對于其他業務量數據符號而增加。
該方法允許使用快速信令消息用作為導頻符號，由此降低了OFDM幀內的開銷。
還提供了一種從OFDM幀中提取導頻符號的方法，在該OFDM幀中，如上所述，已經將導頻符號和TPS符號相組合。當在OFDM接收機處接收包含有編碼符號的OFDM幀時，在MIMO OFDM接收機處實現該方法，而且該方法可以概括描述為八個步驟。第一，OFDM接收機根據分散模式恢復編碼的符號以恢復D-STBC塊。第二，OFDM接收機使用D-STBC譯碼技術差分譯碼該恢復的D-STBC塊，以便恢復FEC編碼的快速信令消息。第三，OFDM接收機將FEC譯碼技術應用到FEC編碼的快速信令消息，以便恢復快速信令消息。第四，OFDM接收機分析該快速信令消息以便確定它是否包含有需要的用戶識別。如果該快速信令消息包含需要的用戶識別，則OFDM接收機知道當前的TPS幀包含有用于用戶的數據并且繼續處理該OFDM幀。作為第五步驟，OFDM接收機使用FEC編碼技術重編碼快速信令消息。第六，OFDM接收機使用D-STBC編碼技術重編碼該編碼的快速信令消息。如果該快速信令消息不包括接收機的用戶識別，則由于不處理而節省了功率以便進行剩余的信道估計步驟。
現在已經被D-STBC重編碼的TPS符號可以被用作導頻。通過將已知的傳輸導頻(重編碼的TPS數據)與接收到的信號進行比較可以獲得對于D-STBC編碼符號的信道響應。為每個TPS插入點獲得一個信道響應。這樣確定的信道響應然后可以用于在OFDM幀內、在所有時間和頻率為每個業務量數據符號來內插信道響應。優選地，這通過執行2維內插(以時間方向和頻率方向)來實現，以便為沒有插入TPS的一些點生成信道估計。隨后，通過頻率內插，為包含有TPS數據的OFDM符號的每個副載波生成信道估計。在一些實施例中，每個OFDM符號包含有一些TPS插入點，因此這樣完成了內插過程。在其他實施例中，有一些OFDM符號不具有任何TPS插入點。為了得到對于這些OFDM符號的信道估計，執行對先前計算的信道估計的時間內插。在高移動性的應用中，應該在每個OFDM符號中都包括TPS以避免在時間步中對于這種最后內插的需要。
當根據分散模式計算離散傅立葉變換時，在OFDM接收機處可以應用一種快速算法，以便提取組合的導頻和快速信令消息。這降低了OFDM接收機處的功率損耗。
已經關于MIMO-OFDM通信系統描述了本發明。本發明還可以用于單個發射機OFDM通信系統中，但是優點較少，因為作為開銷傳輸的導頻符號的數目比在MIMO OFDM通信系統中更加易于管理。
將導頻符號和TPS信道相組合的方法和提取導頻符號的方法，優選地由數字信號處理器以可讀的軟件指令的形式分別在OFDM發射機和OFDM接收機上實現。可替換地，這些方法可被實現為集成電路內的邏輯電路。一般而言，這些方法可以通過任何包含有用于執行所描述功能的邏輯部分的計算設備來實現。實現這些方法的計算設備可以是單個的處理器，多于一個處理器或是較大處理器的一部分。該邏輯部分可以包括存儲在計算機可讀介質上的外部指令，或者可以包括內部電路。
傳統STBC的其中一個限制是對于精確的信道信息知識的需要。為了消除對于信道知識和導頻符號傳輸的要求，D-STBC優選地用于高移動性應用。
盡管該技術可適用于任意數目的天線，但現在提供一個詳細的例子，其中采用2輸入2輸出系統。此外，盡管可以采用任意數目的副載波，但對于這個例子，假設OFDM符號具有25個副載波。假設這個例子是對有16個OFDM符號的幀進行操作，但更一般而言可以采用任何長度的幀。
優選的D-STBC機制在圖8中示出，并在下面詳細描述。為了設計用于MIMO-OFDM的D-STBC，有3個主要問題需要解決。
1.差分方向2.數據保護3.初始化/復位差分方向對于任何差分編碼的一個關鍵性假設是兩個編碼符號之間的信道變化應該充分小。對于如圖9中所示的OFDM信號的時間-頻率結構，沿頻率軸的信道變化表示多徑信道引起的頻率選擇性，沿時間軸的信道變化表示時間的衰落變化。差分編碼方向應該被最優化。
頻率差分被由多徑延遲擴展所確定的信道相干帶寬所限制。兩個相鄰導頻之間的相移可能非常大，例如，對于ITU車輛(Vehicular)A信道來說，如果兩個導頻塊分開16個倉(bin)，則兩個位置之間的信道的相移高達π，這使得不可能進行差分譯碼。為了解決這個問題，在頻域的導頻的跨距必須被減少。但是，這將進一步增加導頻開銷。
時間差分被由高速移動性造成的多普勒頻率所限制。對于實際的信道模型，我們可以假設信道隨著幾個OFDM符號近似保持相同。沿時間方向的信道變化比沿頻率方向的信道變化慢得多，因此，應該優選地沿時間方向編碼D-STBC。根據本發明的優選實施例，由于STBC結構，在兩個相鄰的OFDM符號的相同頻率索引(副載波)上分配一對STBC編碼的TPS符號。兩個可能的差分在圖9中示出。時間差分編碼通常用900指示，而頻率差分編碼通常用902指示。
數據保護優選地將FEC編碼技術應用到TPS數據，因為TPS數據的譯碼對于配置接收機以正確地檢測業務量數據，以及正確地重編碼TPS數據以便允許精確的判決反饋可靠地將TPS轉換成分散的導頻來說是關鍵的。例如可以使用(32，6)哈德馬得(Hadamard)碼。然而，編碼選擇并只不局限于這種碼。
初始化和復位D-STBC依靠兩個連續接收的碼塊來對當前的數據塊進行譯碼。因為由于頻率偏移和采樣頻率估計等的原因，OFDM頭可能沒有采用D-STBC，所以第一個接收到的D-STBC塊不具有任何先前的塊來進行差分處理。這意味著TPS的第一個塊不能攜帶任何信令信息。為了解決這個問題，優選地將導頻信道OFDM符號周期性地插入OFDM符號中。圖10中示出這樣的一個例子，其中在每個副載波中周期性地插入導頻符號，例如每20個OFDM符號中插入2個導頻信道OFDM符號。在給定頻率，優選地在某一時間只由一個天線發送在導頻信道OFDM符號上傳輸的導頻符號。例如，在具有兩個天線的系統中，導頻符號可以在第一和第二天線之間的頻率中交替。這在圖10中示出，其中兩個OFDM符號910和912用于傳輸導頻符號，每個奇數副載波用于第一天線，每個偶數副載波用于第二天線。然后，這些導頻符號可以被用作隨后的D-STBC符號的參考。對于每個天線，可以執行內插來獲得導頻信息，用于介于中間的未傳輸的副載波。這樣，對于第一發射機對偶數副載波執行內插，對于第二發射機對奇數副載波執行內插。
然后，將從導頻頭獲得的信道信息用于譯碼TPS的第一個塊。因為導頻頭是周期性傳輸的，所以也以相同的頻率復位D-STBC編碼器。在處理過TPS的第一個塊之后，用戶還已經得到D-STBC參考的第一個塊。此外，通過周期性的導頻頭執行的D-STBC編碼器復位防止在判決反饋信道估計過程中的錯誤傳播。
圖10還示出TPS符號和數據符號的示例性的位置。在這個例子中，每20個符號周期的最初兩個OFDM符號910和912包含如上所述的導頻符號。第三到第二十個幀包含TPS或數據。菱形點陣模式被用于TPS符號，其中每第三個副載波包含有TPS符號，在第一、第七、第十三、第十九和第二十五副載波914、916、918、920、922上的三組兩個TPS符號，以及在第四、第十、第十六和第二十二副載波924、925、926、928上的兩組兩個TPS符號之間交替。
不同于由每個副載波一個天線傳輸的幀910和912中傳輸的導頻符號，對于圖10中所示的每個TPS符號位置，TPS數據由所有天線傳輸(即，這個例子中的兩個天線)。在兩個天線上發射的TPS數據共同形成公共的TPS信道。
圖11示出在各種多普勒頻率下的TPS誤碼率相對SNR的曲線。可以從圖中看到，對于多普勒擴展來說，它是非常健壯的。圖12示出基于TPS輔助的信道估計的業務量信道的仿真結果。從這張圖中可以看出，由于TPS譯碼誤差造成的降級是可以忽略的。
現在將說明優選的D-STBC方法的細節。D-STBC包括傳輸矩陣的遞歸計算。通過“差分”是指當前傳輸的D-STBC塊是先前傳輸的D-STBC塊和當前STBC塊輸入之間的矩陣積運算。
如上所述，優選地，TPS數據為一組副載波的同一個副載波而在兩個連續OFDM符號上傳輸，該組副載波可以從一組兩個OFDM符號變到另一組兩個OFDM符號。一般而言，對于具有N個天線的MIMO系統，TPS數據通過同一個副載波的N個連續的OFDM幀傳輸。傳輸矩陣是N×N矩陣，確定在N(連續的OFDM幀)×N(天線的數目)個可用的TPS符號位置上傳輸的是什么。對于該詳細描述的例子，N＝2。傳輸的TPS數據的實際數量L取決于D-STBC編碼率。例如，如果有四個天線，則對來自MPSK映射的TPS信令流的三個符號進行編碼可以獲得4×4的STBC矩陣。
參考圖10，由兩個天線傳輸的第一副載波將在第三、第四、第九、第十和第十五、第十六幀上包含TPS數據。該數據既被時間差分編碼又被空間差分編碼，這意味著既有在不同時間(差分時間)發送的符號之間的差別的信息，又有在不同天線(差分空間)上發送的符號之間的差別的信息。
由第一天線在第一副載波上傳輸的第一和第二導頻符號930(幀910)和932(幀912)以及由第二天線在第一副載波上傳輸的該第一導頻和第二導頻符號的內插值一起共同提供由這兩個天線傳輸的最初兩個TPS符號934和936的參考。隨后的TPS符號依靠先前傳輸的TPS符號作為參考。
現在參考圖8，要在給定副載波上傳輸的前向糾錯的TPS數據被表示為序列{c1，c2...}950，實際上假設為多元的。這在952被M-PSK映射。然后，M-PSK符號被成對地處理(2×2的情況)，令一對在時間i的M-PSK符號被稱為{x1，i，x2，i}。空時塊編碼產生一個2×2的STBC矩陣Hx，i954，它在第一列中包含x1，i和x2，i，在第二列中包含-x2，i*和-x1，i*。對于TPS幀來說，STBC塊的索引i每2個OFDM符號遞增一次。計數器m將根據發射機STBC塊的索引i，用第m和第m+1 OFDM符號來表示OFDM符號，其中m＝2i。在圖中，在時間i的編碼器輸出被標識為Hz，i，956，而存儲在延遲元件中的在時間i-1的輸出被標識為Hz，i-1。Hz，i具有和Hx，i相同的結構。可以獲得下列的編碼器公式，輸出作為輸入的函數Hz,i=1ExHx,iHz,i-1]]>其中Hz，i是STBC塊的索引為i的D-STBC矩陣，Hz，i是STBC塊的索引為i的STBC輸入矩陣，Ex是Hz，i中每個信號的能量。輸出Hz，i是具有四個元素的2×2矩陣，其中第一行元素是在天線960上傳輸的，而第二行元素是在另一個天線962上傳輸的。對于圖10的例子，矩陣Hz，i是在第一副載波的TPS符號位置934和936使用導頻符號作為參考期間，由兩個天線共同傳輸的。
再次參考圖8，在單個的天線接收機處，天線通過每個副載波的兩個OFDM幀m和m+1接收STBC塊索引i的信號Y1＝y1(m)，y1(m+1)。這將會通過兩個OFDM幀在單個副載波上接收。
為了理解D-STBC，注意觀察下列對于天線1適用的關鍵公式y1(m)y1(m+1)=Hz,iA1,i]]>=1ExHx,iHz,i-1A1,i]]>≈1ExHx,iy1(m-2)y1(m-1)]]>其中y1(m)和y1(m+1)是通過STBC塊索引為i的兩個OFDM幀接收到的信號，HX，i是STBC塊索引為i時的STBC塊輸入，Ex是HX，i中信號元素的能量，A1，i是接收天線1的信道矩陣，表示STBC塊索引為i時從第一發射天線到接收天線的信道響應h11以及h21表示從第二發射天線到接收天線的信道響應，并且Hz，i是STBC塊索引為i時傳輸的D-STBC塊信號。D-STBC只可以用于PSK調制，因此Ex是固定值。此外，Hz，i和HX，i的格式相同，即Hz,i=z1,iz2,i-z2,i*z1,i*.]]>根據該公式y1(m)y1(m+1)≈1ExHx,iy1(m-2)y1(m-1)]]>我們可以從四個連續接收到的信號y1(m-2)，y1(m-1)，y1(m)和y1(m+1)中得到HX，i。注意在具有多個接收機天線的情況下，相同的表達適用于每個天線。因為D-STBC在STBC塊上工作，所以它具有和STBC一樣的軟故障特性，即，只要仍有至少一個天線在工作，系統就不會由于發射天線的故障而被破壞。此外，用于MIMO信道的代碼設計實際上是STBC的任務，與D-STBC不相關。因此，D-STBC可以容易地擴展到具有多于2的發射機分集級的情況。
其他系統設計考慮因素編碼盡管在理論上差分編碼是在STBC編碼之后(即，先計算STBC矩陣HX，i然后才計算Hz，i)，但是實際上，這些步驟的順序可以顛倒。顛倒順序的主要優點是STBC編碼過程可以統一，這使得它非常簡單而且容易實現。為了說明起見，我們可以首先從x1，i和x2，i計算z1，i和z2，i，然后將z1，i和z2，i鑿入(puncture)或插入到要被STBC編碼的數據流中。元素z1，i和z2，i可以按如下計算z1,i=1E(x1,iz1,i-1-x2,iz2,i-1*)]]>z2,i=1E(x1,iz2,i-1+x2,iz1,i-1*)]]>上述公式是D-STBC編碼器需要的唯一運算，其中不包括矩陣運算。合成矩陣Hz，i的一行，即z1，i和z2，i由一個天線傳輸，而另一行，即-z2，I*和z1，I*由另一個天線傳輸。
譯碼考慮不需要信道估計的情況，對差分編碼的STBC碼進行譯碼可以簡化成一個步驟，甚至比STBC譯碼本身更簡單。注意在此的所有計算都在頻域執行，因此，傳輸信號和信道之間的關系是相乘而不是卷積的關系。
定義mOFDM符號對應時間的索引iOFDM信道估計索引＝2mkOFDM副載波索引x1，i形成STBC塊HX，i的第一PSK符號x2，i形成STBC塊HX，i的第二PSK符號yj(m)在天線接收到的信號，j＝1，2在時間m和m+1傳輸的STBC編碼信號(即，在差分編碼器之前)是x1,ix2,i-x2,i*x1,i*,]]>其中列數是在空間域，而行數是在時間域。注意該關系在每一副載波的基礎上適用。
在使用差分編碼的情況下，對于STBC塊索引在兩個接收天線處接收到的信號可以為每個副載波用如下公式表示(未示出副載波索引)，其中仍然m＝2iy1(m)y1(m+1)=12x1,ix2,i-x2,i*x1*y1(m-2)y1(m-1)]]>y2(m)y2(m+1)=12x1,ix2,i-x2,i*x1,i*y2(m-2)y2(m-1)]]>根據上述兩個公式，x1，i和x2，i的最大似然信號可以由如下公式得到x1,i~=y1(m-2)*y1(m)+y1(m-1)y1(m+1)*]]>+y2(m-2)*y2(m)+y2(m-1)y2(m+1)*]]>x~2,i=y1(m-1)*y1(m)-y1(m-2)y1(m+1)*]]>+y2(m-1)*y2(m)-y2(m-2)y2(m+1)*]]>或者以矩陣形式表示x~1,ix~2,i=y1(m-2)*y1(m-1)y1(m-1)*-y1(m-2)y1(m)y1(m+1)*]]>+y2(m-2)*y2(m-1)y2(m-1)*-y2(m-2)y2(m)y2(m+1)*]]>以框圖形式在圖8的接收機路徑中描述上述矩陣公式。
信道估計因為最后傳輸的數據是D-STBC編碼的，所以每條路徑的信道參數只能在TPS已經被成功譯碼之后，才能通過重編碼該譯碼的數據進行估計。這種判決反饋方法是如何使用TPS作為分散的導頻的關鍵。
假設在D-STBC重編碼之后，我們獲得分別對應于x1，i和x2，i的z1，i和z2，i，然后從接收機天線1我們得到y1(m)y1(m+1)=z1,iz2,i-z2,i*z1,i*h11(m)h21(m).]]>通過求解上述公式，我們得到
h11(m)h21(m)=1δ2z1,i*-z2,iz2,i*z1,iy1(m)y1(m+1),]]>其中δ2＝|z1，i|2+|z2，i|2.
用相似的方式，我們可以根據在接收機天線2處接收到的信號估計h12(m，k)和h22(m，k)h12(m)h22(m)=1δ2z1,i*-z1,iz2,i*z2,iy2(m)y2(m+1).]]>需要注意的是對于每個STBC塊，我們只能得到當前時間的一組信道信息，假設該信道在這段時期期間近似相同。如前面所指出的，這個條件很容易滿足。此外，所有這些都是適合于用于傳輸導頻/TPS數據的STBC塊的副載波。
上述只是為了說明本發明的原理的應用。在不脫離本發明的精神和范圍的情況下，本領域的技術人員可以實現其他的裝置和方法。
權利要求
1.一種適于測量信道質量的信道質量測量設備，在該信道上傳輸由編碼和星座映射源數據元素序列而產生的符號序列，該設備包括符號解映射器，用于通過其質量要被測量的信道，接收一個接收到的符號的序列作為輸入，所述符號解映射器適于在所述接收到符號的序列上執行符號解映射，以便產生軟數據元素判決的序列；軟譯碼器，用于接收由該符號解映射器產生的軟數據元素判決的序列作為輸入，該軟譯碼器適于對軟數據元素判決的序列進行譯碼以便產生譯碼的輸出序列；編碼器，用于接收由該軟譯碼器產生的譯碼的輸出序列作為輸入，所述編碼器適于使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列；以及相關器，用于接收由該解映射器產生的軟數據元素判決序列和由該編碼器產生的重編碼的輸出序列作為輸入，所述相關器適于通過確定軟數據元素判決序列和重編碼輸出序列之間的相關性來產生信道質量指示符輸出。
2.根據權利要求1所述的信道質量測量設備，其中所述符號解映射器適于執行QPSK符號解映射。
3.根據權利要求1所述的信道質量測量設備，其中所述符號解映射器適于執行歐幾里德距離條件LLR符號解映射。
4.一種測量信道的信道質量的方法，在該信道上傳輸由編碼和星座映射源數據元素序列產生的符號序列，該方法包括通過其質量要被測量的信道接收一個接收到的符號的序列；符號解映射所述接收到符號的序列以產生軟數據元素判決的序列；譯碼所述軟數據元素判決的序列以產生譯碼的輸出序列；使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列；以及將所述重編碼的輸出序列和所述軟數據元素判決的序列相關以便產生信道質量指示符輸出。
5.根據權利要求4所述的信道質量測量方法，其中所述接收到符號的序列的符號解映射是QPSK符號解映射。
6.根據權利要求4所述的信道質量測量方法，其中所述接收符號的序列的符號解映射包括歐幾里德距離條件LLR解映射。
7.一種測量OFDM信道的OFDM信道質量的方法，在該信道上傳輸OFDM符號序列，所述OFDM符號包含有編碼和星座映射的源數據元素序列，該方法包括通過其質量要被測量的OFDM信道接收OFDM符號的序列；符號解映射所述接收到符號的序列以產生軟數據元素判決的序列；譯碼所述軟數據元素判決的序列以產生關于所述源數據元素序列的、譯碼的輸出序列；使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列；以及將所述重編碼的輸出序列和所述軟數據元素判決的序列相關以產生信道質量指示符輸出。
8.根據權利要求7所述的OFDM信道質量測量方法，其中所述接收到符號的序列的符號解映射是QPSK符號解映射。
9.根據權利要求7所述的OFDM信道質量測量方法，其中所述接收到符號的序列的符號解映射包括歐幾里德距離條件LLR解映射。
10.根據權利要求7所述的OFDM信道質量測量方法，其中譯碼所述軟數據元素判決的序列以便產生譯碼的輸出序列還包括使用軟數據元素判決的歷史；以及使用與編碼通過所述信道上傳輸的符號序列有關的信息。
11.一種通信系統，包括一個發射機，適于通過信道傳輸由編碼和星座映射源數據元素序列而產生的符號序列；以及一個接收機，該接收機包括a)符號解映射器，用于通過信道接收一個接收到的符號的序列作為輸入，所述符號解映射器適于在所述接收到符號的序列上執行符號解映射，以便產生軟數據元素判決的序列；b)軟譯碼器，用于接收由該符號解映射器產生的軟數據元素判決的序列作為輸入，該軟譯碼器適于對軟數據元素判決的序列進行譯碼，以便產生譯碼的輸出序列；c)編碼器，用于接收由該軟譯碼器產生的譯碼的輸出序列作為輸入，所述編碼器適于使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列；以及d)相關器，用于接收由該解映射器產生的軟數據元素判決的序列和由該編碼器產生的重編碼的輸出序列作為輸入，所述相關器適于通過確定軟數據元素判決的序列和重編碼輸出序列之間的相關性來產生信道質量指示符輸出，其中，該接收機適于將信道質量指示符反饋回發射機，而該發射機適于使用所述信道質量指示符以確定適合的編碼速率和調制并將其應用到源數據元素序列。
12.根據權利要求11所述的通信系統，其中所述符號解映射器適于執行QPSK符號解映射。
13.根據權利要求11所述的通信系統，其中所述符號解映射器適于執行歐幾里德距離條件LLR符號解映射。
14.一種自適應調制和編碼的方法，該方法包括通過信道傳輸由編碼和星座映射源數據元素序列產生的符號序列；通過該信道接收一個接收到的符號的序列；符號解映射所述接收到符號的序列以產生軟數據元素判決的序列；譯碼所述軟數據元素判決的序列以產生譯碼的輸出序列；使用一個與用于編碼該源數據元素序列的碼相同的碼來重編碼所述譯碼的輸出序列，以便產生重編碼的輸出序列；將所述重編碼的輸出序列和所述軟數據元素判決的序列相關以便產生信道質量指示符輸出；傳輸該信道質量指示符；以及使用所述信道質量指示符以確定適合的編碼速率和調制并將其應用到源數據元素序列。
15.根據權利要求14所述的自適應調制和編碼方法，其中所述接收到符號的序列的符號解映射是QPSK符號解映射。
16.根據權利要求14所述的自適應調制和編碼方法，其中所述接收到符號的序列的符號解映射包括歐幾里德距離條件LLR解映射。
17.一種確定信道質量的方法，該方法包括將軟數據元素判決的序列和一個第二數據元素序列相關，該第二數據元素序列是通過譯碼該軟數據元素判決序列以便產生譯碼的序列，以及然后重編碼該譯碼的序列而產生的。
18.一種方法，該方法包括將前向誤差編碼應用到信令消息以生成編碼的快速信令消息；MPSK映射該編碼的信令消息以產生MPSK映射的編碼信令消息；將該MPSK映射的編碼信令消息映射到包括多個OFDM符號的OFDM幀內的多個副載波上；使用差分空時塊編碼(D-STBC)以時間方向編碼該MPSK映射編碼信令消息的符號以生成編碼的符號；以及在多個發射天線上發射該編碼的符號，其中該編碼的符號在以作為信道狀態的函數的、相對于OFDM幀內其他的符號增加的功率電平發射。
19.根據權利要求18所述的方法，其中該編碼的符號以分散的模式傳輸。
20.根據權利要求18所述的方法，其中在多個天線上發射該編碼的符號包括每個天線在選擇的副載波上、在N個連續OFDM符號上發射相應的N個編碼的符號，其中N是用于發射的天線數目，對于全部N×N個發射的編碼符號，該N×N個符號從D-STBC編碼MPSK映射編碼信令流的L個符號得到，其中L和N確定STBC編碼率。
21.根據權利要求20所述的方法，還包括在至少一個OFDM符號中傳輸一組導頻副載波；使用該導頻副載波作為在隨后的OFDM符號期間傳輸的第一組D-STBC編碼符號的參考。
22.根據權利要求21所述的方法，其中在至少一個OFDM幀中傳輸一組導頻副載波包括在每個天線上的相應的不相交的多個副載波上傳輸多個導頻。
23.根據權利要求22所述的方法，其中每個不相交的多個副載波包括一組副載波，每個都由N-1個副載波分開，其中N是天線的數目。
24.根據權利要求22所述的方法，其中導頻副載波為多個連續的OFDM幀而傳輸，該幀的數量等于發射天線的數目。
25.根據權利要求18所述的方法，其中所述信令消息包含對于在當前TPS幀期間要接收數據的一個或多個接收器的識別。
26.一種適于實現根據權利要求18所述的方法的OFDM發射機。
27.一種適于實現根據權利要求20所述的方法的OFDM發射機。
28.一種用于OFDM接收機的接收方法，該方法包括在至少一個天線上接收包含接收的D-STBC編碼的MPSK映射的編碼信令消息符號在內的OFDM信號；從該OFDM信號恢復接收的信令消息符號；根據該信令消息符號來確定當前的OFDM傳輸是否包含有要被接收機恢復的數據；剛一確定當前的OFDM傳輸包含有要被接收機恢復的數據，就a)重編碼、MPSK映射和D-STBC編碼該接收的編碼信令消息符號，以便產生重編碼的D-STBC編碼的MPSK映射的編碼信令消息符號；b)通過將接收的D-STBC編碼的映射編碼信令消息符號和重編碼的D-STBC編碼的MPSK映射編碼信令消息符號進行比較來確定信道估計。
29.根據權利要求28所述的方法，其中為包含D-STBC編碼MPSK映射編碼信令消息符號在內的OFDM信號中的每個(時間、頻率的)位置確定信道估計，該方法還包括進行內插以便為OFDM信號中的其余每個(時間、頻率的)位置確定信道估計。
30.根據權利要求29所述的方法，還包括接收不是D-STBC編碼的導頻符號，它們被用作D-STBC編碼MPSK映射編碼信令消息符號的第一D-STBC塊的參考。
31.根據權利要求28所述的方法，還包括提取所述信令消息。
32.一種適于實現根據權利要求28所述的方法的OFDM接收機。
33.一種包括計算機可讀存儲介質的制造物品，該計算機可讀存儲介質包括用于實現權利要求1所述的方法的指令。
34.一種包括計算機可讀存儲介質的制造物品，該計算機可讀存儲介質包括用于實現權利要求18所述的方法的指令。
35.一種包括計算機可讀存儲介質的制造物品，該計算機可讀存儲介質包括用于實現權利要求28所述的方法的指令。
36.一種從在正交頻分復用(OFDM)接收機接收到的OFDM幀生成導頻符號的方法，該OFDM幀包含OFDM幀內的，以編碼符號形式的編碼的快速信令消息，該方法包括下列步驟處理以分散導頻模式為基礎的編碼符號以恢復編碼快速信令消息；重編碼快速信令消息以便生成分散模式的導頻符號；使用判決反饋為編碼符號恢復信道響應。
37.根據權利要求36所述的方法，還包括步驟采用快速算法基于分散模式計算離散傅立葉變換，以便提取組合的導頻符號和快速信令消息，并且只有當該快速信令消息指示當前的傳輸包含用于OFDM接收機的內容時，才繼續去恢復信道響應。
38.根據權利要求35所述的方法，其中處理該編碼符號包括使用差分空時塊編碼(D-STBC)譯碼來差分譯碼該編碼的符號，以便恢復編碼快速信令消息；將前向糾錯譯碼應用到編碼快速信令消息以便恢復快速信令消息；分析該快速信令消息以便確定其是否包含所需的用戶識別；如果該快速信令消息包括所需的用戶識別，則使用前向糾錯編碼技術重編碼快速信令消息以便生成編碼的快速信令消息，以及使用D-STBC重編碼該編碼的快速信令消息。
39.一種適于在OFDM信號內在單個開銷信道上組合導頻和傳輸參數信令的發射機。
40.根據權利要求39所述的發射機，其中在開銷信道上用強編碼傳輸一組傳輸參數信令符號，使得在接收機處，它們可以被精確地譯碼，重編碼，以及該重編碼的符號被當作已知導頻符號，然后可以用于信道估計。
41.一種適于處理由權利要求40所述的發射機產生的組合的單個開銷信道的接收機，該接收機適于對包含被信道修改的編碼傳輸參數信令符號在內的接收信號進行譯碼，重編碼該譯碼的符號以產生已知的導頻符號，將接收的符號和已知的導頻符號進行比較以便產生信道估計。
全文摘要
提供一種用于將導頻符號和傳輸參數信令(TPS)信道組合在OFDM幀內的方法和設備。該方法使用差分空時塊編碼技術在OFDM發射機處編碼快速信令消息。在OFDM接收機處，可以使用差分反饋來譯碼該編碼的快速信令消息，從而恢復關于通常由導頻符號攜帶的信道響應的信息。在采用自適應調制和編碼技術的無線數據傳輸中，提供了與干擾來源無關的瞬時信道質量測量，這些干擾例如是鄰近小區干擾、白熱噪聲或剩余多普勒頻移。使用在已被符號解映射的信號與同樣已被軟譯碼和重編碼的信號之間的相關性，產生信道質量指示符。另一個實施例通過譯碼TPS以及然后重編碼TPS來使用TPS數據作為導頻符號。
文檔編號H04L1/20GK1605171SQ02825273
公開日2005年4月6日 申請日期2002年10月15日 優先權日2001年10月17日
發明者J·馬, M·賈, P·朱, 童文, D.于 申請人:北方電訊網絡有限公司