專利名稱：對存在碼間干擾并在多路發送和接收中進行按位交織編碼的數字數據流進行編碼/解碼 ...的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種方法和一種相應的系統，在出現碼間干擾的情況下，所述方法和系統對在多路發送和接收中按位交織(bitwiseinterleaving)編碼的數字數據流進行編碼/解碼。
更具體地說，作為本發明主題的編碼/解碼方法和系統尤其適于實施那些可用于移動電話架構的高比特率或甚高比特率的射頻傳輸系統，如果恰當的話，所述方法和系統還適合于任何環境中的電子設備之間的射頻鏈路方面，尤其是嚴酷環境。
背景技術：
在上述應用領域中，具有高可靠性和安全性的數字數據傳輸將會遇到一個主要障礙，那就是這些數據的傳輸將會經由一個可變傳輸信道，而所述信道的特性并不是事先已知的。所發射的數字數據細分為包含成串數據比特的符號，每個符號都允許對經由信道發送的載波無線電波進行調制。
出于對可靠的高比特率射頻傳輸處理的強烈需求，引發了很多涉及未來幾代TDMA(時分多址)移動無線電通信系統的研究計劃的啟動與執行。
對射頻傳輸信道而言，目前已知的是，它們都是頻率選擇和隨時間變化的。時間的變化是由一個或多個用戶的移動或速度引起的。而頻率選擇則是因為經由多個路徑的射頻信號傳播條件以及接收信號的有害疊加所引起的，所述有害疊加是從經由這些不同路徑所進行的傳播中產生的。頻率選擇現象導致出現了一種碼間干擾現象，在接收這些符號的時候，所述碼間干擾現象不利于符號的檢測和傳輸質量。并且碼間干擾現象和接收機的復雜性會隨著傳輸比特率的提升而得到相當大的提高。
上述射頻傳輸信道的特定特性總是導致實施那些特別巧妙簡潔的射頻接口系統，而在尋求高頻譜利用率的高比特率傳輸時更是如此。
盡管這樣，但是借助于分集概念，先前視為主要障礙的上述射頻傳輸信道頻率選擇性和時間變化至今仍然是研究主題，下文將會對此加以說明。
在上述計劃和研發中，結合按位交織的編碼調制處理也稱為比特交織編碼調制或者BICM，作為已知技術，它已經存在了大約10年時間。
如下文參考圖1a所述，這些處理通常在于將一個外碼C0應用于原始數據流，之后對那些以比特數為單位的特定長度的數據塊的比特進行交織π，然后則進行GRAY調制。有關這些處理的更詳細描述可以有效參考Ephraim ZEHAVI在1992年發表于IEEETransactions on Communications第40卷第5號的文章“8-PSKTrellis Codes for a Rayleigh Channel”。
近來，這種類型的處理形成了新的理論或實際研究的主題。在上述研究中涉及到以下文獻，其中包括由G.CAIRE、G.TARICCO以及E.BIGLIERI在1998年5月發表于IEEE Trans.Inform.Theory第44卷第3號第927-946頁的名為“Bit InterleavedCoded Modulation”的文章，以及X.LI和J.A.RITCEY在1992年4月發表于IEEE ISAC第17卷第4號第715-725頁的名為“Trellis-Coded Modulation with Bit-Interleaving and Iterative Decoding”的文章。
最近，上述研究已經歸納為一種在發射和接收中使用了多個天線的系統。
這種處理更為精細，它與圖1B所描述的說明性方案相對應，其中如前述圖中所示，在進行了交織處理之后，在指定數量的通道上進行的解復用有可能執行多路傳輸處理。
實質上，這種處理是為一個瑞利信道執行的，也就是說，所述處理是為一個傳輸信道執行的，對這個信道而言，幾乎根本不存在記憶效應，也就是不存在碼間干擾現象。
因此，這種處理不容易在一個總是存在碼間干擾的實際環境中實施，尤其不容易在高比特率或甚高比特率的傳輸架構中實施，這是因為，由于上述記憶效應，高速率或甚高比特率的傳輸條件將會產生一種極大增加上述碼間干擾現象的效果。
關于上述處理的更詳細描述，可以有效參考以下文檔，其中包括J.J.BOUTROS、F.BOIXADERA以及C.LAMY發表于IEEE6th Int.Sum.on Spread Spectrum Tech.& Appli，NSIT NewJersey，USA，Sept.6-6的名為“Bit-Interleaved Coded Modulationsfor Multiple Input Multiple Output Channels”的文章，以及AndrejSTEFANOV和Tolga M.DUMAN在Telecommunications ResearchCenter，Electrical Engineering Department，Arizona StateUniversity，Tempe，AZ 85287-7206，Global TelecommunicationsConference-Globecom 99上發表的名為“Turbo Coded Modulationfor Systems with Transmit and Receive Antenna Diversity”的文章。
因此，根據上述處理而實施的技術存在不支持所述從發射天線到接收天線的基本傳輸信道的頻率選擇性的主要缺陷，其中所述信道構成了整體傳輸信道。從其他方面來講，上述技術似乎不適合對碼間干擾現象進行校正。
近來提出了一種很有優勢的編碼，所述編碼執行射頻接口，從而能夠保證很高的頻譜利用率，這種編碼可以參見以下出版物2000年11月由A.M.TONELLO在San Francisco，USA發表于GLOBECOM 2000第3卷第1616-1620頁的文章“Space-Time Bit-Interleaved Coded Modulation over Frequency Selective FadingChannels with Iterative Decoding”。盡管所述出版物中描述的編碼/解碼原理很有前途，但是在接收時，所述原理在使用最佳算法的同時，一方面顧及了多層檢測和碼間干擾解碼操作，另一方面還考慮到了使用分離和重復方式來進行外部解碼。在實踐中，基于這種原理的解碼系統非常復雜并且難以實施。
發明內容
本發明針對的是一種方法和系統，用于對存在碼間干擾并在多路發送和接收中按位交織編碼的數字數據流進行解碼。
在本發明的效力以內，所述解碼處理和系統的目的是彌補缺點和減輕現有技術處理及技術的不足。
特別地，作為本發明主題的解碼方法和系統尤其適合實施射頻接口，由此可以確保很高的頻譜利用率。
本發明的一個目的是提供一種方法和系統，用于對存在碼間干擾并在多路發射和接收中按位交織編碼的數字數據流進行解碼，在實施中，所述方法和系統既很簡單又很穩固。
本發明的另一個目的是實施一種解碼方法和系統，所述方法和系統尤其適合射頻接口的定義以及射頻接口的實施例，對高頻率選擇性的傳輸信道而言，所述射頻接口非常穩固，或等價地，所述射頻接口允許有效對抗碼間干擾現象。
最后，本發明的另一個目的是提供一種方法和系統，用于對那些在發射和接收中按位交織編碼的數字數據進行解碼，所述方法和系統尤其適合實施射頻接口，由此可以在幀和誤比特率方面為有限信噪比獲取非常好的性能。
在本發明的效力以內，一開始為編碼預先采取了措施，借助一個特定速率的代碼來對數字數據流進行外部編碼，從而產生一個編碼數字流，對這個編碼數字流進行比特級交織，以便產生一個交織編碼數字流，在特定數量v的解復用通道上，對這個交織編碼數字流進行分層的解復用，以便產生相應層數的交織編碼數字流，將各個包含同一層的qm個連續比特的數字調制字符串轉換成一個Qm元符號，其中Qm＝2qm，并且m∈[1，v]，根據一個特定的映射方案，借助于不同的發射天線來發送每個Qm元符號，所述天線集合形成一個空間分集陣列，由此產生一個發射基本數字流的集合。在接收時，基于所述編碼數字流的組成編碼比特上的先驗信息項，所述操作處理可以對這個發射基本數字流的集合進行解碼。
根據這個作為本發明主題的方法或前述系統，用于對產生碼間干擾的傳輸信道上的多路發送和接收中進行按位交織編碼的數字數據流執行解碼的方法和系統包括以下步驟在數目為ρ的多個接收天線上分別需要接收這個在多路發送和接收中進行按位交織編碼的數字數據流，這些數字數據流包括了在這個傳輸信道上發送的基本數字流集合，并且存在數量為p的接收天線，其數量p與發射天線的數量v無關，這些接收天線形成了一個空間分集接收天線陣列，由此定義了一個所接收調制符號的基本流集合，借助于經由這個外碼編碼并經過交織的比特上的非本征信息流來對所接收符號的基本流進行傳輸信道均衡以及聯合多層檢測的重復處理，其中這個非本征信息流構成一個先驗信息項，由此在經由外碼編碼并經過交織的比特上產生第一非本征信息流，對這個第一非本征信息流進行解交織，以便在源于均衡處理的編碼比特上產生第二非本征信息流，基于外碼來對編碼比特上的第二非本征信息流進行解碼，以便在編碼比特上產生第三非本征信息流，其中所述信息流是從基于外碼的解碼中產生的，對這個第三非本征信息流進行交織，以便在經由外碼編碼并經過交織的比特上產生非本征信息流，從而構成所述先驗信息項，以及將這個先驗信息項重新注入傳輸通道均衡和聯合多層檢測的重復處理。
對于作為本發明主題而對存在碼間干擾并在多路發送和接收中按位交織編碼的數字數據流進行解碼的方法和系統而言，所述方法和系統不僅發現了適于移動無線電話的應用，而且還發現了適于實施家庭或工業環境中的任何類型電子設備之間的射頻接口的應用。
通過閱讀以下描述并且查看附圖將會更好地理解所述方法和系統，除了圖1a和1b涉及現有技術的處理之外，其中作為例示，圖2描述了在本發明的效力以內，對存在碼間干擾并在多路發送和接收中采用按位交織編碼的數字數據流進行編碼的方法的流程圖；作為例示，圖3a描述了作為本發明主題而對多路發送和接收中使用根據圖2所述編碼方法來進行編碼的數字數據流進行解碼的方法的流程圖；作為例示，圖3b是對根據圖3b所示的本發明解碼方法架構內部的均衡和聯合多層檢測重復處理的實施細節進行描述的流程圖；作為例示，圖3c描述了基于外碼并使用軟輸入/輸出來進行解碼，從而可以在編碼比特上得到一個非本征信息流的實施細節的流程圖，其中所述信息流是從基于外碼的解碼中產生的；作為例示，圖4a描述了在本發明效力以內，對存在碼間干擾并在多路發送和接收中采用按位交織編碼的數字數據流進行編碼的系統的功能圖；作為例示，圖4b描述了作為本發明的主題，對存在碼間干擾并根據圖2所述編碼方法并借助圖3所示編碼系統而在多路發送和接收采用按位交織編碼的數字數據流進行解碼的系統的功能圖；作為例示，圖5a描述的是在實施圖1a所示的現有技術編碼處理的過程中，作為信噪比函數的誤比特率值的圖表，其中應用了一個以64種狀態的網格為基礎的BCJR均衡來確保所述解碼；作為例示，圖5b描述了在實施圖2所示的本發明效力以內的編碼方法來進行多路傳輸的過程中，作為信噪比函數的誤比特率值的一個圖表，其中三個發射天線均處于二態相位調制MDP2，而解碼則是根據作為本發明主題的解碼方法并由BCJR類型的均衡和重復聯合檢測來執行的；作為例示，圖5c描述了在為數目為4的發射天線執行編碼方法和作為本發明主題的解碼方法的過程中，作為信噪比函數的誤比特率值的圖表；
作為例示，圖5d描述了在實施編碼方法和作為本發明主題的解碼方法的過程中，作為信噪比函數的誤比特率值的一個比較圖表，其中所述均衡和聯合多層檢測處理是一個GPSP處理，它在全面減少的網格的各個節點都保留了Ω個殘留物，而加權輸出端的計算則包括一個廣義的SOVA類型的處理，相對于BCJR最佳過程而言，所述比較圖表是為那些數目為Ω的殘留物的不同數值建立的。
具體實施例方式
現在結合圖2來給出在本發明效力以內，對多路發送和接收中那些按位交織編碼的數字數據流進行編碼的方法。
參考上述附圖，其中指示將編碼方法應用于一個標記為IDS的初始數據流，由此構成一個表示為{d1，…，dτ0}的外部數據序列，這個外部數據序列與那些包含連續比特的符號相對應，所述符號表示為dn＝{dn，1，……，dn，k0}。
對編碼數字數據傳輸而言，回想將這些數字數據細分為包含特定數量的連續比特的符號，由此能夠確保信道調制，其目的在于符號傳輸，而最終目的則在于包含后者的數據序列傳輸，并且不涉及包含這些連續比特的序列有效值。
從圖2中可以看出，在步驟A，借助一個特定速率的代碼來對初始數字數據流IDS進行外部編碼，從而產生一個編碼數字流。在前述圖1a中，將這個可以執行外部編碼的代碼表示為C0。
更具體地說，在這里指出，較為有利的是，外碼可以包括網格碼，也可以等價包括網格碼組合。在圖2中，將這個按照步驟A而獲取的編碼數字流表示為C0DS。它包括一個外部編碼序列，所述序列表示為{c1，…，cτ0}這個外部編碼序列包括那些表示為cn＝{cn，1，…，cn，n0}的編碼比特符號，其中cn，1到cn，n0代表了編碼符號cn的連續組成比特。
然后對編碼數字流C0DS執行步驟B，舉例來說，在細分為連續數據塊之后，對編碼數字流C0DS進行按塊的交織處理，從而產生一個用ILC0DS表示的交織編碼數字流，這樣一來，一方面由于步驟A的外部編碼，另一方面則由于交織，所述交織編碼數字流將會表現出時間分集。
在一種常規方式中表明，步驟B中的進行的按塊交織處理可以借助于那些用π標記的任意交織系統來執行。
在步驟B本身之后進行的是步驟C，所述步驟在于對編碼交織數字流ILC0DS進行解復用，通過這個操作，將編碼交織數字流ILC0DS細分為給定數量v的基本交織編碼數字流，圖2指示了這些基本交織編碼數字流的集合{EILC0DSm}m=1m=v]]>可以了解的是，實際上，每個基本交織數字流都包含一個層號為m的層，如稍后將在說明書中描述的那樣，除了由于外部編碼和交織所引入的時間分集質量之外，所述層還有可能會引入一個特定的空間編碼。
然后，在前述步驟C之后進行的是步驟D，所述步驟在于對各個基本交織編碼數字流進行調制處理，以便將每個數字調制串轉換成一個Qm元符號，其中每個基本交織編碼數字流就是每個處于層號m∈[1，v]的各個層次的信號，所述數字調制串包括同一層的qm個連續比特，根據一個特定的映射方案，Qm＝2qm，m∈[1，v]。在實踐中，交織編碼數字流的所述層包括幀，其速率是層號為m的每個層各一幀。此外，層號為m的各個層自身細分為大小為τ個比特的N個突發{u1m，uτm}所述突發由符號u‾nm={un,1m,···,un,qmm}]]>組成，這τ個比特包括了訓練比特的組成尾比特，舉例來說，所述比特是由本身已知的CAZAC序列形成的。使用一個Qm元調制器來對每個突發進行調制，所述調制器可以將一個形式為 的復數符號與任何輸入符號unm相關聯。
在這里已經指出，函數表示任何映射規律。作為非限制實例，其中顯示根據格雷碼的映射規律將會給出了很好的結果。因此，在結束步驟D時，由EILCDSm表示的Qm元符號在每個調制路徑上都是可用的，其中m表示調制路徑的層號。
在步驟D之后進行的是步驟E，所述步驟在于借助不同的發射天線并經由一條傳輸信道來發送每個前述Qm元符號EILCDSm。這個不同發射天線的集合標記為{tam}m=1m=v,]]>所述天線集合形成一個空間分集陣列，由此可以從每個Qm元符號EILCDSm中產生一組發射基本數據流，所述數據流顯示出空間和時間分集，這一方面是由于引入的外部編碼顧及了按塊交織，而另一方面則是由于所引入的外部編碼還顧及了經由所述不同發射天線集合所進行的傳輸的分配。
只要涉及后者，則表示這個發射天線集合形成了一個空間分集陣列，所述陣列的各個不同的組成發射天線都與鄰近的不同發射天線相隔一定距離，所述距離大于λ0，其中λ0表示載波波長，由此可以確保通過對結束步驟D時獲取的每個Qm元符號進行調制而進行的傳輸。
因此在接收時，所述編碼方法可以對Qm元符號進行解碼，所述符號構成了從先驗信息項中發送的基本數字流集合{TEILCDS}m=1m=v,]]>所述先驗信息項代表的是引入編碼的空間和時間分集。
更具體地說，回顧一下，在傳輸之后，本身已知的前述訓練符號(learning symbol)可以執行傳輸通道脈沖響應的一個在先估計，傳輸信道包括發射機與接收機之間的多個傳播路徑，每個路徑構成了一個基本傳輸信道。
在這些條件下，由于多徑傳播以及發射機與接收機之間的移動產生了傳輸信道的可變特性，因此可以通過等價信道的離散時間脈沖響應來為時變頻選射頻信道建模，其中當然包括了通常使用的發送和接收整形濾波器，每個濾波器都與基本傳輸信道相對應，因此，所述基本傳輸信道表示為hm,r={h0m,r,···,hXc-1m,r}]]>用于每個將各個層m的發射天線連接到給定層號為r的接收天線的路徑。通常，r∈[1，p]，并且p≠v。接收天線數目可以小于v。
在上述關系式中，根據發送符號的數目，Xc表示約束長度，而約束長度則表示信道存儲器。
所有基本信道都被視為顯示了相同的約束長度Xc。由于單個多徑分量的數目是由寬闊的建筑物以及反射物體所決定的，因此可以容許這種假設。
根據本發明效力以內的方法，如果對逐個突發(burst bvburst)的傳輸進行考慮，那么在一個突發傳輸的整個過程中，基本傳輸信道與合成傳輸信道都是靜態的，并且這些信道會隨著突發的不同而產生獨立變化。在這些條件下，對第一近似而言，數值τ可以視為前述信道相干時間的一個量度。這些條件可以為那些具有慢變化頻率衰落和頻率跳變的多徑準靜態信道建立一個可以接受的模型。在這種情況下，對每個基本信道而言，標記為{hkm，r}k的系數可以視為具有相同零平均能量的獨立高斯復數隨機變量，所述變量滿足等式(1)Σi=0xc-1||him,r||2=1------(1)]]>在這種條件下，在每個離散取樣時間n，層號為r的每個接收天線都會觀察到一組與所發射基本數字流{TEILCDSm}m=1m=v]]>相對應的發射符號，并且這組發射符號滿足等式(2)ynr=Σm=1vΣi=0xc-1himzn-im,r+ζnr------(2)]]>在這個關系式中，ζrn代表一個具有零平均值并且方差為2σ2。的復數噪聲取樣。ζrn是一個復數對稱高斯變量，也就是說，ζrn是一個實部與虛部不相關并且類似于能量σ2的變量。
現在將結合圖3a、3b和3c來描述一種對在多路發送和接收中使用按位交織編碼的數字數據流進行解碼的方法，其中已經根據結合前述圖2所描述的方法而對這個數字流進行了編碼。
由于根據上述方法來對這些數字數據進行編碼，因此表明，在步驟F，作為本發明主題的解碼方法在于接收所述編碼數字數據流，其中所述數字數據流包括經由一條傳輸信道發送的基本數字流集合，所述發送的基本數字流集合表示為{TEILCDSm}m=1m=v,]]>而所述接收則是基于數量為p的多個接收天線來進行的。在圖3a中，接收天線集合表示為{rar}r=1r=ρ.]]>這些接收天線的數量與發射天線數量無關，所述接收天線在數目上可以小于或等于發射天線數目v，根據作為本發明主題的解碼方法的有利方面，接收天線形成了一個空間分集的接收天線陣列，由此定義了一個接收調制符號基本流集合，在結束圖3a的步驟F的時候，這個接收調制符號基本流集合標記為{MSDSr}r=1r=ρ.]]>尤其需要理解的是，所接收的每個調制符號都是形式yrn滿足說明書中先前所述的等式(2)的符號。
然后，在步驟F之后進行的是步驟G，所述步驟包括借助于那些由外碼進行編碼并且經過交織的比特上的非本征信息流，對所接收的調制符號的基本流集合{MSDSr}r=1r=ρ]]>進行傳輸信道均衡以及聯合多層檢測的重復處理，其中非本征信息流是從基于外碼的解碼中產生的。在圖3a，那些由外碼進行編碼并且經過交織的比特上的非本征信息流表示為EIDS＝api。具體地說，這個信息流在編碼比特上構成了一個先驗信息項，借助于編碼比特上的先驗信息流BIDS＝api，在步驟G中執行的均衡和聯合多層檢測處理可以在那些由外碼編碼并且經過交織的比特上產生第一非本征信息流，并且在圖3a中是使用EIDS1來表示這個第一非本征信息流的。
在前述步驟G之后進行的是步驟H，所述步驟包括對第一非本征信息流EIDS1進行標記為π-1的解交織，以便在源自均衡和聯合多層檢測處理的編碼比特上產生第二非本征信息流，其中，在圖3a中使用了EIDS2來表示這個第二非本征信息流。由于解交織操作是實施編碼方法時執行的交織操作的逆操作，因此在圖3a中使用π-1來表示這個解交織處理。
然后在步驟I，基于外碼C0來對編碼比特上的第二非本征信息流EIDS2進行解碼，從而在編碼比特上產生一個表示為EIDS3的第三非本征信息流，其中所述信息流是從基于外碼C0的解碼中產生的。應該注意的是，在這個操作I中，解碼還提供了初始數字信號值的一個估計，因此所述估計表示為DS。
在步驟I之后，在步驟J，對第三非本征信息流進行交織操作，以便在由第一外碼以及已交織EIDS進行了編碼的比特上產生非本征信息流，由此在編碼比特上構成先驗信息項，其中所述信息項是用api來表示的。然后，如返回回路所示，在步驟K中，將這個先驗信息項重新注入傳輸信道均衡以及聯合多層檢測的重復處理，也就是圖3a的步驟G。
參考圖3a，尤其需要理解的是，作為本發明主題的解碼方法特別地還在于對編碼數據進行均衡和聯合多層檢測，這個均衡和聯合多層檢測反復地與借助于代碼C0所進行的外部編碼相關聯，從而受益于編碼比特上的先驗信息項api，其中，所述先驗信息項是從連續實施的步驟G、H、I和J中產生的。特別需要理解的是，在那些由第一外碼進行編碼并且經過交織的比特上的非本征信息流是一個涉及符號Znm的各個組成比特的信息項，其中符號Znm構成了在結束步驟F時接收到的信號，其中在圖3a中使用EIDS來表示所述流，所述非本征信息流在編碼比特上構成了先驗信息項api。因此，這個先驗信息項構成了關于前述符號組成比特值的有效信息，最終構成了在上文所述的編碼和傳輸過程中引入的空間分集和時間分集的有效信息。
現在結合圖3b和3c來對執行作為本發明主題的解碼方法的特定模式進行更為詳細的說明。
在前述特定實施例中指出，后者相當于實施所謂的SISO(軟輸入軟輸出)類型的加權的輸入輸出均衡以及聯合檢測處理。
在這些條件下，非常有利的是，重新注入SISO類型的均衡和聯合多層檢測處理的先驗信息包括編碼比特值的先驗概率比的對數值，這個對數值在由外碼進行編碼并且經過交織的比特上構成了非本征信息項。
如圖3b所示，均衡和聯合多層檢測處理G在于在步驟G1，對由第一外碼編碼并經過交織的比特上的非本征信息流EIDS進行解復用，從而構成了一個先驗信息項api，以此作為那些編碼和交織數字流層的比特上的先驗信息流集合，在圖3b中，編碼交織數字流層的比特上的先驗信息流集合表示為{APIUDSm}m=1m=v.]]>然后，在步驟G1之后進行的是步驟G2，所述步驟在于執行一個均衡和一個結合了軟輸入/輸出的聯合檢測，所述軟輸入/輸出即為SISO類型的輸入/輸出，將所述SISO類型的輸入/輸出應用于一個狀態數目減少的網格。將這個網格定義為傳輸信道的組成基本記憶信道的網格，其中所述網格自身具有數量減少的狀態，由此在交織編碼數字流層的比特上產生一個加權輸出流的集合。處于編碼數字流層交織比特上的加權輸出流則表示為{EUDSSOm}m=1m=v.]]>在步驟G2之后進行的是步驟G3，所述步驟在于從編碼數字流層交織比特上的各個加權輸出流{EUDSSOm}m=1m=v.]]>中提取相應的編碼數字流層的交織比特上的先驗信息項{APIDUSm}m=1m=v,]]>從而在編碼數字流的交織比特上產生一個表示為{EIEUSOm}m=1m=v]]>的非本征信息流。
當步驟G2中執行的均衡和聯合檢測處理是一個SISO類型的均衡和檢測處理，并且當輸入和輸出包含了編碼數字流層交織比特上的先驗信息項{APIDUSm}m=1m=v]]>時，編碼數字流層交織比特上的加權輸出流{EUDSSOm}m=1m=v]]>分別是對數概率值，由于輸入/輸出信息的對數特性，因此如圖2b的步驟G3所示，可以使用減法來執行提取處理。
所述減法表示為{EUDSSOm-APIUDm}m=1m=v]]>由此應該注意的是，一方面，均衡和聯合多層檢測處理是為各個層號為m的層實施的，另一方面，對于提取處理，尤其是在實施了SISO類型的均衡和聯合解碼的情況下進行的減法處理而言，所述處理也是為每個層號為m的層實施的。
在步驟G3之后，對編碼數字流層交織比特上的非本征信息流{EIEUSOm}m=1m=v]]>執行復用操作G4，從而在由第一外碼進行編碼并且經過交織的比特上產生第一非本征信息流，也就是所述流ElDS1。
同樣，如圖3c所示，當圖3b的步驟G2中執行的均衡和聯合檢測處理是SISO類型的時候，較為有利的是，借助外碼而在圖3a的步驟I中執行解碼步驟，所述步驟在于在步驟I1，借助外碼C0，對源于均衡和聯合檢測處理的編碼比特上的第二非本征信息流進行SISO類型的加權輸入/輸出解碼，以便產生一個用APOSO表示的加權輸出流，所述輸出流代表了編碼比特上的后驗信息項，其中將所述第二非本征信息流表示為ElDS2。在步驟I1之后進行的是步驟I2，所述步驟包括從代表編碼比特上的后驗信息項的第二加權輸出流APOSO中提取第二非本征信息流EIDS2，以便在編碼比特上產生第三非本征信息流EIDS3。在實施了以基于外碼C0的SISO解碼為形式的步驟I1的情況下，由于流EIDS2和APOSO的組成數字值的對數特性，因此步驟I2中的提取步驟也是一個減法步驟。
如結合圖3a、3b、3c所描述的那樣，現在將會在下文中給出作為本發明主題的解碼方法操作模式的理論論證。
通常表明，在步驟G，更準確的說，在圖2b的步驟G2中執行的均衡和聯合解碼處理是對這v個伴隨突發中的每個突發上的層號為m的層集合執行的，由此從那些由外碼進行編碼并且經過交織的比特上的非本征信息流中計算那些由外碼進行編碼并且經過交織的比特上的第一非本征信息流，也就是流EIDS1，其中所述非本征信息流是從基于外碼C0的解碼中產生的，而前述非本征信息流EIDS則構成了編碼比特api上的先驗信息項。
在常規方式中表明，這個計算是基于傳輸信道系數的估計 來執行的，所述估計是基于在所接收調制符號基本流TElLCDSm中接收的訓練符號來獲取的。
如圖2b所示，如果在步驟G2中執行的均衡和聯合解碼處理是SISO類型的，那么所述解碼的輸入和輸出與各個調制符號的各個比特上的非本征概率比值的對數值序列相對應，其中各個調制符號是從通過接收天線集合所觀察的N個符號序列的集合中觀察到的，這些觀察到的序列表示為{y1r,···,yτr}r=1r=ρ,]]>在所接收的被觀察符號數目方面，所述序列的長度為τ，傳輸信道的估計值 以傳輸天線的每個基本信道系數估計值集合的形式來表示，其中所有接收天線的形式都是
H^={hm,r}m=1,vr=1ρ.]]>在均衡和聯合檢測的重復處理的首次重復中，所述計算是在不具有任何先前信息項的情況下執行的，基本信道系數的估計值只是從訓練序列和在所觀察調制符號上獲取的相應序列中計算得到的。在結束步驟G2時獲取的編碼數字流層交織比特上的加權輸出流EUDSSOm的序列按幀進行分類，并且對其進行步驟G3的提取，尤其對其進行基于先驗信息項api的減法，其中從解復用操作G1中為各個層獲取所述信息項。然后，對在步驟G3結束時獲取并且標記為{EIEUSOm}m=1m=v]]>的用戶幀的比特上的非本征信息流進行步驟G4的復用操作，從而在那些由第一外碼以及前述交織EIDS1進行編碼的比特上產生第一非本征信息流。
然后，在圖3a的步驟H中，對由第一外碼編碼并且經過交織的比特上的第一非本征信息流進行解交織操作，所述解交織操作可以在源于所述均衡和聯合解碼處理的編碼比特上產生第二非本征信息流ElDS2，所述信息流在編碼比特上構成了一個新的本征概率比值的對數值序列，以便進行基于外碼C0的外部解碼I的步驟。
如圖3c所示，然后借助SISO類型解碼，尤其是對數域的BCJR算法，通過繼續進行步驟I1和I2來執行基于外碼C0所進行的解碼的前述步驟I，在這種情況下，解碼步驟I1可以對經由外碼C0編碼的每個符號的每個比特上的非本征概率比值的對數值進行評估。所述序列是在完成了由步驟I2中的減法所進行的提取之后才獲取的，所述提取是從代表編碼比特上的后驗信息項APOSO的加權輸出流中減去前述編碼比特上的第二非本征信息流ElDS2。編碼比特上的第三非本征信息流EIDS3代表了由第一外碼C0進行編碼的各個符號上的非本征概率比值的對數值，然后，在步驟J，對所述第三非本征信息流進行交織，以便產生先驗信息項ElDS＝api。然后，經由在v個通路或層上進行的解復用G1，在圖3b的SISO均衡和解碼處理G2的級別上重新注入這個先驗信息項api。由此，在均衡和聯合檢測處理G2的等級上重新引入關于每個層以及隨后逐個突發分段的相應信息項集合，從而在那些劃分為突發或分組的層的比特上構成先驗信息流集合。然后，前述均衡和聯合檢測處理G2對所觀察的調制符號比特上的先驗概率比值的對數值{MSDSr}r=1r=ρ]]>的v個序列的n個幀執行均衡和檢測。
對圖3a，尤其是圖3b和3c中描述的方法而言，所述方法可以在常規的重復turbo檢測處理中嵌套一個附加處理，從而對各個產生碼間干擾的不同基本信道進行重新估計。
現在將結合圖4a來對多路發送和接收中采用時間空間組合編碼的數字數據流進行編碼的系統進行更為詳細的描述。
如圖4a所示，其中指出，非常有利的是，編碼系統包括一個模塊10，所述模塊基于具有特定速率C0的代碼來對初始數字數據流IDS進行外部編碼，從而產生上述編碼數字流C0DS。在外部編碼模塊10之后是一個逐塊交織模塊11，由此可以基于編碼數字流C0DS來產生一個交織編碼數字流，一方面由于先前引入的外部編碼，另一方面則是由于所執行的交織，因此所述交織編碼數字流顯示成特定的時間分集。而所述交織編碼數字流則表示為ILC0DS。
在交織模塊11之后是一個接收交織數字流ILC0DS的解復用模塊12，所述解復用模塊12可以產生數量為v的基本交織編碼數字流，如在說明書中先前所描述的那樣，這些基本交織編碼數字流細分為幀，而幀自身則細分為突發。
在圖4a中，把構成一個層號為m的層的各個基本交織編碼數字流或者各個幀都表示為EILC0DSm。
如圖3a所示，編碼系統還包括多個Qm元調制電路，所述電路表示為131到13v，其中每個調制電路都可以根據特定映射規律而把一個復數符號zmn與任何輸入符號unm相關聯。此外還提供了多個發射天線{tam}m=1m=v,]]>由此可以對包含符號的各個編碼基本數字流進行傳輸，而層號為m的不同發射天線則對基本數字流EILC0DSm進行發送。
根據所述編碼系統的一個顯著方面，發射天線集合形成了一個空間分集陣列，如說明書中先前所述，每個發射天線tam都鄰近發射天線tam′相隔一段距離d＞λ0，其中m≠m′，λ0表示的是確保發送上述基本數字流的載波波長。
在注意到使用發射天線集合來組成空間分集天線陣列的情況下，所述系統可以產生一個所發射的基本數字流的集合，所述集合由{TEILCDSm}m=1m=v]]>表示，一方面由于編碼模塊10和交織模塊11引入的外部編碼，另一方面則是因為各幀中層號為m的層所進行的處理以及前述天線陣列中的各個組成天線所進行的傳輸，因此，所述集合顯示出了空間和時間分集。
根據上文中的編碼方法，現在將結合圖4b來描述一種對多路發送和接收中采用按位交織編碼的數字數據流進行解碼的系統，如說明書中先前所述，這個編碼數字數據流包括至少一個發射基本數字流集合，所述集合表示為{TEILCDSm}m=1m=v.]]>參考前述圖4b，作為本發明主題的解碼系統包括多個接收天線，這些天線分別表示為{rar}r=1r=ρ,]]>其中，這些接收天線可以接收傳輸信道發送的基本數字流集合，如先前所述，所述信道是由基本傳輸信道集合所構成的。
根據作為本發明主題的解碼系統的一個顯著方面，前述接收天線在數目上可以小于或等于發射天線數目v，并且接收天線形成了空問分集的接收天線20的一個陣列，由此定義了所接收調制符號的基本流集合，所述集合表示為{MSDSr}r=1r=ρ.]]>在空間分集接收天線陣列20之后存在一個模塊21，如先前在說明書中結合了作為本發明主題的解碼方法所描述的那樣，所述模塊對那些通過均衡和重復聯合檢測而接收的前述調制符號基本流進行turbo檢測。
因此，如圖4b中更加具體描述的那樣，turbo檢測模塊21包括一個模塊210，所述模塊基于那些由第一外碼編碼并經過交織的比特上的非本征信息流EIDS＝api來按層進行傳輸信道均衡和聯合檢測，其中所述非本征信息流是從基于外碼C0的解碼中產生的，并且所述非本征信息流在先前所述的編碼比特上構成了一個先驗信息項。在圖4b中，由于那些由第一外碼編碼并且經過交織的比特上的非本征信息流一個先驗信息項api，因此將所述非本征信息流表示為EIDS＝api。
基于所接收的調制符號的基本流MSDSr，用于進行傳輸信道均衡以及聯合檢測的模塊210可以在由外碼進行編碼并且經過交織的比特上產生第一非本征信息流EIDS1。而在用于進行傳輸信道均衡以及聯合解碼的模塊210之后則是一個對第一非本征信息流EIDS1進行解交織的模塊211，由此在源于均衡和聯合檢測模塊210的編碼比特上產生了第二非本征信息流EIDS2，其中所述模塊用π-1來表示。
此外還提供了一個基于外碼C0來進行解碼的模塊212，所述模塊212接收交織模塊211遞送的第二非本征信息流EIDS2，由此在編碼比特上產生第三非本征信息流EIDS3，其中，第三非本征信息流是從基于外碼C0的編碼中產生的。
當然，如說明書中先前所述，根據所述編碼方法和編碼系統，基于外碼來進行解碼的模塊212可以獲取所發射初始數字流IDS的一個估計，所述估計由DS表示。
此外還提供了一個用于對第二非本征信息流EIDS3進行交織的模塊213，由此在由第一外碼編碼并經過交織的比特上產生了表示為EIDS＝api的非本征信息流，從而在編碼比特上構成了先驗信息項，所述信息項則再次注入模塊210，以便進行傳輸信道均衡和聯合解碼。
現在參考圖4b來對同一圖中作為本發主題的解碼系統進行更為詳細的描述，其中編碼比特上的先驗信息項包含了上述編碼比特的非本征概率比值的對數值，特別地，所述先驗信息項可能是在均衡和聯合檢測處理是一個SISO類型的處理的時候獲取的，所述處理即為結合了軟輸入和軟輸出的處理。
參考圖4b，其中指出，在前述實施例中，均衡和聯合檢測模塊210包括一個用于注入先驗信息項api的模塊210a，其中包括一個表示為DEMUX的解復用器模塊，所述解復用模塊從上述先驗信息中釋放一個編碼數字流層的交織比特上的先驗信息項集合，所述先驗信息項表示為{APIDUSm}m=1m=v,]]>其中上述先驗信息包括那些由外碼進行編碼并且經過交織的比特上的非本征信息流EIDS＝api。
當然，應該理解的是，如先前在涉及編碼方法的描述中所述，為了確保基于所述層的均衡和聯合解碼，也就是說，為了確保以幀和實際發送的突發為基礎而進行的均衡和聯合解碼，解復用模塊DEMUX的目的是對那些使用外碼進行編碼并且經過交織的比特上的非本征信息流EIDS進行解復用，從而經由數量為v的解復用通道而在編碼比特上構成先驗信息項，其中解復用通道數目v與傳輸中產生的編碼交織數字流的層數相同。
在這些條件下，均衡和聯合檢測模塊210還包括一個具有加權輸入和輸出的檢測模塊210b以及SISO模塊，一方面，所述SISO模塊接收用戶幀的比特上的先驗信息流{APIDUSm}m=1m=v]]>來作為輸入，另一方面，所述SISO模塊還接收那些接收調制符號的基本流{MSDSr}r=1r=ρ]]>來作為輸入。當然，加權輸入/輸出解碼模塊210b還接收基本傳輸信道系數的傳輸信道系數的估計值H^={hm,r}m=1,vr=1ρ,]]>所述估計值是基于接收第二加權輸出流APOSO的計算鏈來提供的，其中第二加權輸出流APOSO代表編碼比特上的后驗信息項。計算鏈22可以級聯地包括一個交織模塊π和一個非線性判定模塊，其后則是一個對信道系數進行計算的模塊。
解碼模塊210b遞送的是編碼數字流層的交織比特上的一個加權輸出流，所述流表示為{EUDSSOm}m=1m=v.]]>在模塊210b之后則是多個表示為210c的減法器模塊，每個減法器模塊都可以從編碼數字流層交織比特上的各個加權輸出流{EUDSSOm}m=1m=v]]>中減去編碼數字流層交織比特上的先驗信息項{APIDUSm}m=1m=v,]]>以便提供編碼數字流層的各個流中的交織比特上的一個非本征信息流，所述非本征信息流表示為{EIEUSOm}m=1m=v.]]>然后提供了一個復用器模塊210，所述復用器模塊接收編碼數字流層交織比特上的非本征信息流EIEUSOm，并且將那些由外碼進行編碼并且經過交織的比特上的第一非本征信息流EIDS1遞送到解交織模塊211。
此外，參考相同的圖4a，其中指出基于外部碼C0來進行解碼的模塊212可以包括一個具有加權輸入/輸出的檢測模塊212a，所述模塊可以接收那些源于模塊210所執行均衡和聯合檢測處理的已編碼比特上的前述第二非本征信息流EIDS2，具有加權輸入/輸出的模塊210a遞送一個加權輸出流，所述加權輸出流代表了編碼比特上的先驗信息項APOSO。模塊212a與一個減法器模塊212b相關聯，所述減法器模塊可以從代表編碼比特上的先驗信息項APOSO的加權輸出流中減去第二非本征信息流EIDS2，從而提供編碼比特上的第三非本征信息流EIDS3，所述第三非本征信息流是從基于外碼C0的編碼中產生的。
下文將會給出關于SISO類型的均衡與聯合檢測模塊210b的論證。
在這些條件下，前述均衡/聯合檢測處理可以視為一個無限狀態的離散馬爾可夫模型。
在這些條件下，可以將等價于碼間干擾的信道理解為一個具有記憶的非系統和非遞歸的卷積碼，所述卷積碼可以按照符號時間Xc-1來表示，其唯一的復數生成多項式易于隨時間而改變。為了簡化名稱，后者稱之為碼間干擾碼。
因此，包含一個天線的各個層m都與由一個特定的碼間干擾碼相關聯。
因此，與層號為m的層相關聯的碼間干擾碼是一個具有有限狀態數目的馬爾可夫模型，它在時間上是一個常數，并且允許采用Tm(Vm，Bm)這種網格表示，其中Vm和Bm分別表示狀態或頂點空間以及分支空間。
在每個取樣時刻n，網格Tm是根據關系式(3)或(4)并由狀態或頂點來定義的snm={zn-Xc+1m,···,zn-1m}------(3)]]>
zn-tm代表連續的復數符號，或者等價地snm={u‾n-Xc+1m,···,u‾n-1m}--------(4)]]>其中un-tm表示由連續比特排列和分支bm所構成的符號。分支bm包含三個域，即bm={bm-,bm+,bm▿},]]>其中包括● 離開狀態bm-∈Vn-1;]]>● 到達狀態bm-∈Vn;]]>● 標記bm代表一個輸入符號unm，其中bm▿={bm,1▿,···,bm,q+n▿}]]>是unm的二進制表示。
狀態空間和分支空間的復雜性滿足關系式(5)|Vm|=QmXc-1,∀n∈
]]>并且|Bm|=QmXc,∀n∈[1,τ]-----(5)]]>上述考慮事項可以概括到整個多層結構。合成的馬爾可夫模型的狀態和輸入序列與基本馬爾可夫模型的狀態級連或輸入序列的級連簡單對應，所述基本馬爾可夫模型為那些與各個層相關聯的碼間干擾碼建模。
相關聯的組合網格T是v個網格{Tm}m=1v]]>的均笛卡爾乘積。因此，相應的復數值由關系式(6)和(7)給出|Vn⊗|=Πm=1v|Vnm|-----(6)]]>|Bn⊗|=|Vn⊗|·Πm=1vQm------(7)]]>其中Vn、Bn、vnm和Bnm代表了任何區域n∈[1，τ]的網格T和Tm的頂點和分支。
為了執行均衡和聯合檢測處理，有必要在每個取樣時刻n∈[1，τ]，為層號m∈[1，v]的各個層計算各個符號unm的各個比特值的后驗概率比值的對數值。
通過將BCJR算法應用于合成的多層網格T(Vn，Bn)，可以使用一種最優方式來執行這種計算處理。實質上，作為|Bn|的函數，諸如此類的最佳算法的計算和存儲器約束是線性的，從復雜性上講，這種方法原本就是很快受到禁止的，因此無法采納所述方法。
一種克服復雜性障礙的可能性是將約束長度哭Xc降低到較低的任意值km，從而將層號為m的層Tm的所有網格縮小為子網格Tm(Vm，Bm)，其中km∈[1，Xc]。所述任意值km適應于各個層。
由此通過關系式(8)來定義每個子網格Tm的子狀態snm={u‾n-km+1m,···,u‾n-1m}-------(8)]]>子網格Tm的狀態空間和分支空間復雜性滿足關系式(9)|Vm|=Qmkm-1,∀n∈
-----(9)]]>|Bm|=Qmkm,∀n∈[1,τ]]]>在這些條件下，可以根據一種基于殘存物的廣義處理概念來實施那些結合了加權輸入和輸出的均衡以及聯合多層檢測處理，下文將對所述概念進行論述。
由于只在合成的子狀態網格中保持了一部分與層號m∈[1，v]的各個層相關聯的碼間干擾記憶，因此，必須通過一種基于每個殘存物的處理(per survivor processing)來對歐幾里德分支度量涉及并且無法直接存取的發射調制符號Znm進行重新計算，其中所述基于每個殘存物的處理即為PSP處理。
為了限制眾所周知的差錯傳播效應、PSP處理要求每個發射天線到所有接收天線的基本信道都是最小相位信道。不幸的是，通常無法實現具有多路輸入和輸出的有限長度濾波器來精確滿足前述最小相位的約束條件。目前已經提出了一種通用的維特比算法、GVA算法，這些算法中的基本概念在于通過保留一個數目Ω大于每個子狀態一個殘留物路徑的殘存物路徑來補償PSP處理性能的下降。相應的處理稱為廣義的基于每個殘存物的處理或是GPSP處理。
將GVA算法應用于信道均衡和聯合檢測原本對于差錯傳播現象來講就是非常穩固的。這些內容可以參見IEEE VTC 2000在美國波士頓出版并由R.VISOZ、A.O.BERTHET、P.TORTELIER″發表的名為“Joint Equalization and Decoding of Trellis-Encoded Signalsusing the Generalized Viterbi Algorithm”的文章。
特別地，GPSP處理方法提供了并非必要的最小相位前置過濾的實施。
對SISO類型的均衡和聯合檢測處理而言，它們的不同模式可以得益于GPSP處理的原理的那些優點，下文將會對此進行描述。
如在SOVE的加權輸出維特比均衡器以及SOVA的加權輸出維特比算法中建議的那樣，通過消除反向遞歸處理并且執行前向遞歸處理，可以得到計算復雜性和存儲器約束條件方面的非常顯著的降低，其中以下文獻描述了SOVE的加權輸出維特比均衡器和SOVA的加權輸出維特比算法1998年6月由GBAUCH，V．FRANZ在PortosCarras，Greece發表于Proceedings of ICT第2卷第259-263頁的文章“A Comparison of Soft-in and Soft-out Algorithms for Turbo-Detection”，1989年11月分別由J.HAGENAUER、P.HOEHER在Dallas，USA發表于Proc.，IEEE Globecom'89第1680-1696頁的文章“A Viterbi Algorithm with Soft-Decision Outputs and itsApplications”。
分別參考相應的SOVE和SOVA算法，前述實施分別是指定的SOVE類型和SOVA類型的算法。
只要涉及SOVE類型，則假設在任何區域n∈[1，τ]，每個離開子狀態s′∈Vn-1⊗]]>關聯于●在前向遞歸過程中，子狀態的Ω個最佳累積量度的一個有序列表{un-1,ω→(s′),ω∈[1,Ω]};]]>●終止于s’的Ω個相應殘留物路徑u^‾i=n-θ-1n-1ωs′={u^‾n-θ-1ωs′,u^‾n-θωs′,u‾^n-1ωs′}]]>的一個有序列表{u‾^i=n-θ-1n-1ωs′,ω∈[1,Ω]}]]>SOVA類型的算法還需要●Ω個無符號加權比特序列L‾^i=n-0-1n-1ωs′={L‾^n-0-1ωs′,L‾^n-0ωs′,L‾^n-1ωs′}]]>的一個有序列表{L‾^i=n-θ-1n-1ωs′,ω∈[1,Ω]}]]>單遞歸方向的廣義SOVE和SOVA類型算法為每個終止子狀態s∈Vn-1⊗]]>執行深度為n的前向遞歸，并且根據關系式(10)來為諸如b+＝s的所有躍遷以及ω∈[1，Ω]的所有排列計算Ω×Πm=1vQm]]>個新累積的子狀態量度μn，*(s)=μn-1，l(b-)+ξn，l(b)
其中 (10)ξn,ω(b)=12σ2Σr=1ρ||ynr-Σm=1vΣi=0Xc-1h^im,rz^n-imωb-||2-Σ(m,j)lnPr(bm,j▿)]]>ln表示自然對數。
然后按照數值遞增的順序來對這些量度進行排列。所述遞歸是在具有關系式(11)所給出的邊界條件的情況下執行的對于ω＞1，μ0，1(0)＝0；μ0，ω(0)＝∞并且μ0，m(s)＝∞，s≠0，ω∈[1，Ω].
對于下一部分的步驟而言，只有最佳的Ω個量度才會在子狀態s的等級上得到保存。
同時，過去的殘留物路徑u‾^i=n-θ-1n-1ωs′,]]>ω∈[1，Ω]是根據現有躍遷s’un→s來擴展的。Ω×Πm=1vQm]]>個新的可能殘留物路徑u‾^in-θnωs′]]>得到臨時保存并且根據與之相關的量度μn，ω(S)來進行排序，但是，只有量度最佳的Ω個殘留物路徑才會實際用于下一部分的步驟。
廣義的SOVE類型算法根據關系式(12)來計算比特值un-θ,jm的非本征概率比值的對數值λc(un-θ,jm)=min1≤ω≤Ω{minb∈Bn⊗,u^n-θ,jmωb-=0{un-1,ω→(b-)+ξn,ωe,j(b)}}-----(12)]]>-min1≤ω≤Ω{minb∈Bn⊗,u^n-θ,jmωb-=1{un-1,ω→(b-)+ξn,ωe,j(b)}}]]>在實踐中，所述等式歸納為關系式(13)λe(un-θ,jm)=λ(un-θ,jm)-λp(un-θ,jm)--------(13)]]>其中λ(un-θ，jm)比特值un-θ，jm的后驗概率比值的近似對數值，它是由關系式(14)定義的λ(un-θ,jm)=min1≤ω≤Ω{minb∈Bn⊗,u^n-θ,jmωb-=0{un-1,ω→(b-)+ξn,ω(b)}}--------(14)]]>-min1≤ω≤Ω{minb∈Bn⊗,u^n-θ,jmωb-=1{un-1,ω→(b-)+ξn,ω(b)}}]]>并且其中λp(un-θ,jm)是與1相等的比特值un-θ，jm的概率比值的對數值，它分別從借助外碼C0所進行的解碼散發到0，并且所述值滿足關系式(15)
λp(un-θ,jm)=lnPr(un-θ,jm=1)Pr(un-θ,jm=0)--------(15)]]>廣義的SOVA類型算法是以一種略微不同的方式來執行的。
在一種類似殘留物路徑的方式中，比特信息的無符號加權序列L‾^i=n-θ-1n-1ωs′ω∈[1,Ω]]]>首先是根據現有躍遷s′un→s來擴展的。
Ω×ΠM=1VQm]]>個新的潛在的無符號加權序列L‾^i=n-θn*s]]>被臨時保存并且排序成相應量度μn,*→(s)的等級的一個函數。對于每個層m∈[1，v]以及符號j∈[1，qm]的各個輸入比特而言，無符號加權序列L^n,jmωw]]>是根據關系式(16)來初始化的L^n,jmωs=∞---------(16)]]>對下一部分的步驟來說，再次單獨保存最佳的Ω個無符號加權序列。
然后則執行用于對算法進行更新的加權判定步驟。
然后執行用于更新算法的加權判定步驟。
對任何子狀態s0Vn、任何層m0[1，v]、每個輸入比特j0[1，qm]以及每個等級ω0[1，Ω]而言，比特值L‾^i=n-θn*s]]>上的無符號加權信息序列是根據關系式(17)而通過從深度i＝n-1到深度i＝n-δ的向下遞歸來更新的L^i,jmωs=f(L^i,jmωs,Δn,jmωs)-----(17)]]>其中關系式f(.)是一個更新函數，并且其中Δn,jmωs=μn,ω‾i,jm→(s)-μn,ω→(s)-----(18)]]>其中ω‾i,jm=min{l≥Ω+1,u^i,jmls≠u^i,jmωs}--------(19)]]>根據所述實施的一個特定模式，更新函數f(.)可以有利地滿足關系式(20)f(L^i,jmωs,Δn,jmωs)=ln1+exp(L^i,jmωs+Δn,jmωs)exp(L^i,jmωs)+exp(Δn,jmωs)-------(20)]]>并且可以根據滿足關系式(21)的近似表述來建立所述函數f(L^i,jmωs,Δn,jmωs)≈min{L^i,jmωs,Δn,jmωs}-------(21)]]>對于n≥θ來說，所述算法提供了符號un-θ的比特上的信息的帶符號加權值，這些帶符號加權值
λ(un-θ,jm)=(2×u^n-θ,jm1sbest-1)×L‾^n-θ,jm1sbest--------(22)]]>是通過使用第一等級u‾^i=n-θn1sbest]]>的殘留物路徑以及比特L‾^i=n-θn1sbest]]>上的信息的帶符號加權值而為m0[1，v]j0[1，qm]計算的，其中每個比特L‾^i=n-θn1sbest]]>終止于子狀態sbest的區域n。
子狀態sbset是根據等式(23)來定義的sbest=argmin{un,1→(s),s∈Vn⊗}--------(23)]]>最終，對于比特值un-θ,jm的概率比值而言，其對數值的直接可用近似值是通過從根據等式(24)所獲取的帶符號加權值λ(un-θ,jm)=EIDS2]]>中減去外部編碼器212a遞送的比特值λa(un-θ,jm)=APOSO]]>的先驗概率比值的對數值的每個比特而計算得到的，λe(un-θ,jm)=λ(un-θ,jm)-λa(un-θ,jm)-----(24)]]>圖5a到5d描述了在解碼時，作為用分貝表示的信噪比Eb/No和不同情況中的連續迭代的函數的誤比特率值BER的一個模擬圖表。測試信道包括EQ3類型的標準化信道，也就是說，一個信道包括符號時間的三個獨立回聲，其中每個回聲都服從瑞利分布。此外，外碼C0是一個速率為1/2并具有16種狀態的卷積碼，而交織處理的大小則是128×8個比特。
圖5a描述了這種在根據圖1a實施現有技術處理的情況下所進行的模擬。在這種情況下，所述均衡處理的網格相當于一個64種狀態的網格。
可以看出，數值為1.00×10-4的誤比特率BER在第三次迭代#3上獲得了數值為9分貝的信噪比。
圖5b與根據本發明主題的編碼/解碼處理相對應，其中層數v＝3。在這種情況下，與均衡和聯合檢測處理相對應的網格也具有64種狀態和一個單獨的殘存路徑，也就是說，Q＝1。
特別需要注意的是，相同數量級的誤比特率值BER＝1.00×10-4，而信噪比則僅僅是在第二迭代#2之前的7分貝。
圖5c與根據本發明主題的編碼/解碼處理相對應，所述處理是在類似圖5b的條件下進行的，然而層數v卻上升到了v＝4。此外，均衡和聯合檢測處理的網格具有數值為16的多種狀態，所采用的殘存物路徑數目則是Ω＝8。
在這種情況下，雖然性能仍舊明顯超出圖5a所示的現有技術，但是就降低誤比特率和收斂速度而言，僅僅提高層數相對于圖5b所述并作為本發明主題的處理并未顯示出能夠改變這個標準集合。
最后，圖5d與一個根據本發明主題的編碼/解碼處理相對應，其中將層數設定成等于ν，與BCJR類型的最佳解碼處理相比，對于所用殘存物路徑數目Ω的不同數值而言，層數被選為ν＝3。雖然BCJR均衡和聯合檢測處理都包含64種狀態，但是同樣由SOVA標記的SOVA類型處理狀態的數目則限制在8種狀態，作為試驗參數的殘存物路徑數目Ω則繼續從Ω＝1上升到Ω＝4。需要注意的是，對于采用了Ω＝4的多個殘存物路徑而言，在第三次迭代之前，與誤比特率有關的性能與BCJR最佳解碼性能大致相同，實質上它與信噪比的值無關。
因此，根據本發明的解碼系統使用一個次最優算法來實現多層檢測和碼間干擾的解碼操作，同時有利地減少了所執行處理的復雜性。此外，它還對傳輸信道脈沖響應系數進行了重復估計。
在關于信噪比值的較寬范圍的誤比特率的增長方面，作為本發明主題的編碼和解碼方法提供了非常有益的效果。此外，還可以將所述方法作為所采用層數以及殘存物路徑數目的一個函數來進行優化。
權利要求
1.用于對產生碼間干擾的傳輸信道上的多路發送和接收中進行了按位交織編碼的數字數據流執行解碼的方法，所述交織編碼的數字數據流包括一個從初始數字數據流中獲取的發射基本數字流集合，其中對所述初始數字數據流進行了以下操作借助于特定速率的代碼來進行外部編碼，以便產生一個編碼數字流，在這個編碼數字流的比特級別進行交織，以便產生一個交織編碼數字流，在指定數量ν的解復用通道上對這個交織編碼數字流進行層解復用，以便產生相應數量的交織編碼數字流層，根據特定映射方案，將包含同一層的qm個連續比特的各個數字調制串轉換成一個Qm元符號，其中Qm＝2qm，借助一個不同的發射天線來發送每個Qm元符號，以便能夠產生發射基本數字流集合，其中這些天線的集合構成了一個空間分集陣列，其中所述方法還包括步驟在數目為ρ的多個接收天線上接收所述在多路發送和接收中進行按位交織編碼的數字數據流，這些數字數據流包括了在這個傳輸信道上發送的基本數字流集合，并且存在數量為ρ的多個接收天線，所述數量ρ與發射天線數量ν無關，所述接收天線形成了一個空間分集接收天線陣列，由此定義了一個接收調制符號基本流集合；借助于經由所述外碼編碼并經過交織的比特上的非本征信息流來對所述接收調制符號基本流集合進行傳輸信道均衡以及聯合多層檢測的重復處理，其中所述非本征信息流構成一個先驗信息項，由此在經由外碼編碼并經過交織的比特上產生第一非本征信息流；對所述第一非本征信息流進行解交織，以便在源于均衡處理的編碼比特上產生第二非本征信息流；基于所述外碼來對編碼比特上的所述第二非本征信息流進行解碼，以便在編碼比特上產生第三非本征信息流，其中所述信息流是從基于所述外碼的解碼中產生的；對所述第三非本征信息流進行交織，以便在由所述外碼編碼并經過交織的比特上產生所述非本征信息流，從而構成所述先驗信息項；以及將所述先驗信息項重新注入傳輸通道均衡和聯合多層檢測的重復處理。
2.如權利要求1的方法，其中所述傳輸通道均衡和聯合多層檢測的重復處理包括步驟對經由所述外碼編碼和經過交織的比特上的、構成所述先驗信息項的所述非本征信息流進行層解復用，以便在交織編碼數字流層的比特上形成一個包含了ν個先驗信息流的集合；基于這些層的比特上的所述先驗信息流，在所述接收調制符號基本流上執行結合了加權輸入/輸出的均衡以及聯合多層檢測，其中所述輸入/輸出應用于按照狀態數量減少的全局網格，所述網格定義則為具有記憶的傳輸信道組成基本信道網格，由此在交織編碼數字流層的比特上產生一個加權輸出流集合；從層比特上的各個加權輸出流中提取所述層比特上的先驗信息項，以便在層比特上產生一個非本征信息流集合；對層比特上的非本征信息流集合進行復用，以便在由外碼編碼并經過交織的比特上產生所述第一非本征信息流。
3.如權利要求1或2的方法，其中借助于所述外碼的所述解碼包括步驟借助于所述外部碼來對源自均衡處理的編碼比特上的所述第二非本征信息流進行加權輸入/輸出解碼，以便產生代表編碼比特上的后驗信息項的加權輸出流；從代表編碼比特上的所述后驗信息項的所述加權輸出流中減去所述第二非本征信息流，以便在編碼比特上產生所述第三非本征信息流。
4.如權利要求1到3中任一權利要求的方法，其中，對于包含了由至少一串訓練二進制符號組成的突發的發射基本數字流集合而言，所述方法還包括步驟基于訓練符號來為每次重復計算一個引起傳輸信道組成基本信道之間碼間干擾的系數估計值；將這些系數的重新估計值再次注入均衡和聯合多層檢測處理。
5.如權利要求2到4中任一權利要求的方法，其中具有加權輸入和輸出的均衡和聯合多層檢測處理是通過GPSP處理來執行的，所述操作在于在全局減少的網格中的每一個節點上保持Ω個殘留物，所述加權輸出的計算包括一個廣義的SOVA處理。
6.如權利要求2到5中任一權利要求的方法，其中所述全局網格是按照狀態數量減少的網格的笛卡兒乘積中產生的，所述全局網格與信道相關聯。
7.一種對在產生碼間干擾的傳輸信道的多路發送和接收中進行了按位交織編碼的數字數據流執行解碼的設備，所述交織編碼數字數據流包括一個數字數據集合，其中對所述數字數據集合進行了以下操作借助于特定速率的代碼來進行外部編碼，以便產生一個交織編碼數字流，在指定數量ν的解復用通道上對這個交織編碼數字流進行層解復用，以便產生相應數量的交織編碼數字流層，根據特定映射方案，將包含同一層的qm個連續比特的各個數字調制串轉換成一個Qm元符號，其中Qm＝2qm，借助于不同的發射天線來發送每個Qm元符號，以便能夠產生發射基本數字流集合，其中這些天線的集合構成了一個空間分集陣列，其中所述編碼設備包括數目為ρ的多個接收天線，所述天線可以接收在多路發送和接收中進行按位交織編碼的所述數字數據流，這些數字數據流包括了在這個傳輸信道上發送的所述基本數字流集合，并且存在數量為ρ的多個接收天線，其數量ρ與發射天線數量ν無關，所述接收天線形成了一個空間分集接收天線陣列，由此定義了一個接收調制符號基本流集合；Turbo檢測裝置，所述裝置可以借助于經由所述外碼編碼并經過交織的比特上的非本征信息流來對接收調制符號基本流集合進行傳輸信道均衡以及聯合多層檢測的重復處理，其中所述非本征信息流構成一個先驗信息項，由此在經由外碼編碼并經過交織的比特上產生第一非本征信息流；解交織裝置，所述裝置接收所述第一非本征信息流并且可以對后者進行解交織，從而在源于均衡處理的編碼比特上產生第二非本征信息流；解碼器裝置，所述裝置接收編碼比特上的所述第二非本征信息流，并且可以基于所述外碼來對后者進行解碼，從而在編碼比特上產生第三非本征信息流，其中所述信息流是從基于所述外碼的解碼中產生的；交織裝置，所述裝置接收所述第三非本征信息流并且可以通過交織而在經由所述外碼編碼并經過交織的比特上產生所述非本征信息流，從而構成所述先驗信息項；以及將所述先驗信息項重新注入傳輸通道均衡和聯合多層檢測的重復處理的裝置。
8.如權利要求7的設備，其中所述turbo檢測裝置包括層解復用裝置，它接收經由所述外碼編碼和經過交織的比特上構成了所述先驗信息項的所述非本征信息流，通過在數量為ν的多個通道上進行解復用而可以在交織編碼數字流層的比特上產生一個包含了ν個先驗信息流的集合；均衡和聯合多層檢測裝置，一方面，所述裝置接收所述接收調制符號基本流，另一方面，所述裝置接收層比特上的所述先驗信息流，所述均衡和聯合檢測裝置可以執行應用于按照狀態數量減少的全局網格的具有加權輸入/輸出的均衡以及聯合多層檢測，所述網格定義則為具有記憶的傳輸信道組成基本信道網格，由此在交織編碼數字流層的比特上產生一個加權輸出流集合；提取裝置，用于從層比特上的各個加權輸出流中提取交織編碼數字流；提取裝置，用于從層比特上的各個加權輸出流中提取所述層比特上的先驗信息項，以便在層比特上產生一個非本征信息流集合；復用器裝置，用于接收所述層比特上的非本征信息流集合；以及對層比特上的非本征信息流集合進行復用，以便在由外碼編碼并經過交織的比特上產生所述第一非本征信息流。
9.如權利要求7和8中任一權利要求的設備，其中所述解碼器裝置包括具有加權輸入/輸出的解碼裝置，借助于所述外碼，所述裝置對源自均衡處理的編碼比特上的所述第二非本征信息流進行接收，并且可以產生代表編碼比特上的后驗信息項的加權輸出流；減法器裝置，用于從代表編碼比特上的后驗信息項的所述加權輸出流中減去所述第二非本征信息流，以便在編碼比特上產生所述第三非本征信息流。
10.如權利要求7到9中任一權利要求的設備，其中，對于包含了由至少一串訓練二進制符號組成的突發的發射基本數字流集合而言，后者還包括計算裝置，所述裝置基于所述訓練符號來為每次重復計算一個引起傳輸信道組成基本信道之間的碼間干擾的系數估計值，這些系數的重新估計值則再次注入均衡和聯合多層檢測處理。
11.如權利要求8到10中任一權利要求的設備，其中，具有加權輸入和輸出的均衡和聯合多層檢測裝置是根據一個GPSP處理來實施的，包括在全局減少的網格中的每一個節點上保持Ω個殘留物，所述加權輸出的計算包括一個廣義的SOVA/SOVE類型的處理。
全文摘要
本發明涉及一種對多路發送和接收中進行了按位交織編碼的數字數據流執行編碼/解碼的方法和系統。所述編碼在于(A)對初始數字數據流進行外部編碼(C
文檔編號H04L1/00GK1507714SQ02809764
公開日2004年6月23日 申請日期2002年4月11日 優先權日2001年4月12日
發明者安托尼·貝爾賽特, 安托尼 貝爾賽特, 維索茲, 拉斐爾·維索茲 申請人:法國電信公司