專利名稱：Ofdm信號的幀同步和頻率同步方法以及發送ofdm信號的方法
現有技術本發明涉及如獨立權利要求所述的、OFDM信號的幀同步和頻率同步方法，以及涉及發送OFDM信號的方法。
在世界聯合的范圍內(DRM-全世界數字無線電)，給30MHz以下的頻率范圍開發了一種新型的數字廣播傳輸標準。作為調制方法，此處應該采用多載波方法OFDM(正交頻率多路復用)(準確地說是應該采用相干的OFDM傳輸方法)。OFDM信號由OFDM符號組成，該OFDM符號又分別包含有子載波符號。在發射側預給定的子載波符號被構造為導頻，使得接收側由此能夠實現信道估測。在此，導頻沿著時間和頻率方向被分配到子載波上。
本發明優點本發明具有如獨立權利要求所述的特征的OFDM信號的幀同步和頻率同步的方法以及OFDM信號的發送方法具有的優點是，無論如何都存在的導頻此時還可以在接收側用于幀同步和頻率同步，其方式是，在發射側給導頻施加一個在幀內為唯一的導頻相位分布(Pilotphasenprofil)。于是，通過其導頻相位分布可以區分一個幀的每個OFDM符號。從而把導頻用于另外的目的，而且無須為頻率同步和幀同步提供附加的傳輸容量。
此外，本發明幀同步和頻率同步的方法的特征還在于相對于不良的傳播和接收條件具有高的魯棒性。該魯棒性可以通過以下方式提高，即為幀同步和頻率同步而采用一個傳輸幀的多個(不同的)導頻相位分布。另外，根據本發明也已可以在一個傳輸幀內執行頻率同步和幀同步。也即，OFDM符號在DRM(全世界數字無線電)中被劃分成傳輸幀。
另外，有利的是，通過利用分布式的導頻可以為粗略的頻率估測實現大的捕獲范圍。利用導頻相位度量，可以明確地檢測大于半個信號帶寬的頻移。下面利用導頻相位度量來稱呼以下的計算規則，即該計算規則被用來在接收側將導頻相位分布與接收的子載波或子載波符號進行比較。概念“子載波”和“子載波符號”在下面被用作為同義詞。
通過從屬權利要求所列舉的措施和改進方案，可以有利地改善在獨立權利要求中所給出的OFDM信號的幀同步和頻率同步方法以及OFDM信號發送方法。
此外有利的是，只有在OFDM解調器(DFT單元)之后才將接收的子載波符號與存儲的導頻相位分布進行比較，因為利用該方式可以采用許多導頻子載波用于同步的目的，其中所述的導頻子載波的主要任務是信道估測。出于該原因，必須預先正確地布置OFDM解調窗口，也即執行粗略的時間同步。為了達到粗略的時間同步，優選地借助自相關搜尋所接收的OFDM信號內的保護時間間隔。利用同樣的方法也可以實現估測精細的頻移。但為了正確地解調有用數據，也必須確定粗略的頻移、也即整數倍的子載波間隔和幀開始。這是利用本發明方法實現的。
有利的是，通過互相關來執行接收側被劃分的導頻相位分布與子載波符號的比較，并且計算該互相關的結果以確定幀同步和頻率同步。該計算譬如可以通過主瓣-旁瓣最大值比或通過質量因數來實現。
另外有利的是，通過偽隨機序列或通過確定性的函數來確定所述幀同步和頻率同步所需要的導頻相位分布。于是，該函數象偽隨機序列一樣在接收側和發射側也是已知的。
另外有利的是，所述的導頻被均勻地分布在OFDM符號內，以便達到高的魯棒性和為信道估測實現導頻的最佳布置。
另外一個優點在于，所述的幀同步和頻率同步方法相對于噪聲干擾具有高的魯棒性。通過采用許多導頻子載波在計算導頻相位度量時實現該魯棒性。
最后還優選地提供了用于執行本發明方法的發射機和接收機。
附圖本發明的實施例在附圖中給出，并在以下的說明中詳細講述它。其中
圖1示出了整個傳輸系統的框圖；圖2示出了用于導頻相位度量的框圖；圖3示出了用于發送OFDM信號的本發明方法的流程圖；圖4示出了導頻在OFDM符號內的分布；圖5示出了用于不同OFDM符號的導頻相位度量；以及圖6示出了用于多個DRM幀的主瓣-旁瓣最大值比。
說明基于困難的波傳播條件，特別是在短波的情況下，對所采用的同步算法必須要求有高的魯棒性。測定和補償頻移以及找出幀的開始都是必要的條件，以便保證數字廣播節目的接收。由于小的信道帶寬以及由此所帶來的低數據速率，不能采用完全的OFDM導頻符號用于同步的目的。同樣，為了對有用數據正確地解調，必須對傳輸信道進行最新的信道估測。
因此根據本發明在發射側施加了一個導頻相位分布，以至于在接收側能進行幀同步和頻率同步。采用本發明的方法尤其對數字調幅(AM廣播傳輸)是有意義的，因為在該應用中凈比特率較小。
圖1示出了整個傳輸系統的框圖。作為數據源有音頻編碼器1、附加數據2以及控制數據3。它們分別通過編碼器4、5和6進行編碼。如此被編碼的音頻數據和附加數據隨后在框8和7內進行時間上的加擾(交織)。然后，多路復用器9把音頻數據、附加數據和控制數據組合成一個數據流，該數據流在框10內進行頻率交織，以及在框11內進行離散的傅立葉逆變換。由此實現OFDM調制。框11由此也被稱為OFDM調制器。在OFDM調制器11內，從存儲器30中給數據流添加所述的具有導頻相位分布的導頻。然后在框12內把如此形成的OFDM信號轉換成模擬信號。在框13內進行發射放大，并利用天線把廣播信號輻射出去。
然后，OFDM信號通過無線信道14到達接收機，也即到達框15內，在該框15內具有天線和高頻接收機。所接收的信號隨后在模數變換器16內進行數字化。如此獲得的采樣值此時在框17內進行快速傅立葉變換(OFDM解調)。在此，本發明的同步也通過框18實現。在框19內對數據中所含的控制信息進行解碼，并同時在框20內對音頻數據和附加數據進行解擾，也即解交織。在此還從數據流中選擇節目，也即例如由用戶調定哪一個廣播節目。通過塊21隨后對所選擇的數據進行解碼，以便在框22中進行音頻解碼，從而接著在音頻解碼器22的輸出端提供音頻數據，該數據可以借助揚聲器和音頻放大器播出。
需傳輸的數據在OFDM調制器11內被添加導頻。這些導頻被用于傳輸信道14的信道估測。另外，在此還給該導頻施加一個相位分布。這在下文被稱為導頻相位分布。該導頻相位分布隨后在接收側于框18內被用于幀同步和頻率同步。
圖4示出了導頻符號在頻率和時間方向上的分布，其中導頻用0表示。在采用相干的OFDM系統情況下(正如在DRM中所使用的一樣)，有必要借助導頻子載波符號進行信道估測，因為必須執行校正和正確的解調。通過在時間和頻率方向上均勻地分布導頻子載波，將實現良好的信道估測。數據子載波在圖4中用點示出。通常就可靠的信道估測而言，不必在每個子載波上都發送一個導頻符號，因為傳輸信道14只以有限的速度變化。由此借助內插對位于兩個導頻之間的子載波實施信道估測。
對于信道估測的品質而言，哪些相位具有導頻符號是無關緊要的。只須注意的是，通過導頻符號產生的多音信號的峰值因數應是小的。為了使多音信號的峰值因數保持較小，可以采用下面的簡單的相位定律(公式1)。由此，對于第1個OFDM符號內的第k個導頻子載波，可以描述為Pl,p(l,k)=2·W~p(l,k)=2·ejπ·p(l,k)2N0]]>公式1其中p(l，k)為幀的第1個OFDM符號內的導頻子載波的指數，N0為整數。
需要注意的是，導頻子載波的相位只取決于公式1中的子載波指數p(l，k)。如果加入一個與子載波指數和OFDM符號號碼有關的附加相位旋 轉RND(l，k)，則得到公式2公式2所述的相位RND(l，k)在此是一個偽隨機的附加相位旋轉。該附加相位旋轉的值取決于子載波指數k和OFDM符號號碼l。所述的附加相位旋轉可以存儲在一個相位矩陣中。
其中NFRAME為一個幀內的OFDM符號數量，NCARRIERS為OFDM子載波的數量。
在此，各個元素RND(l，k)在理想情況下可以源自于一個偽噪聲序列。因此在不同OFDM符號的導頻相位之間達到最大可能的變化。可以設想采用如公式3所示的較簡單的相位定律。
公式3另一種替代方案在于采用如公式4所示的相位定律。
+2π·i2(1+l)P0]]>公式4在公式4中，x表示頻率-子-采樣-因數，y表示時間-子-采樣-因數，TG表示保護時間間隔，TU表示可用的符號時延，TS表示OFDM符號時延，TS＝TG+TU，kl表示在第1個OFDM符號內的第一個導頻子載波的指數，p(l，k)表示在一個幀的第1個OFDM符號內的導頻子載波的指數，P0表示恒量，i表示指數，arg{Z(l，k1)}表示第1個OFDM符號內的第一個導頻子載波的相位(＝用于確定性地計算其余的導頻子載波相位的起始相位)。
相位值arg{Z(l，k1)}被選擇作為一個偽噪聲序列的元素。
重要的是，通過添加附加的相位旋轉而產生一個在傳輸幀內為明確的導頻相位分布。用于求取導頻相位分布的精確計算規則對于該建議的同步算法只具有次要的意義。如果想利用下述算法執行幀同步，則RND(l，k)必須是l和k的實函數。相反，若選擇RND(l，k)＝f(l)或RND(l，k)＝f(l)+f(s)，則利用下述算法只能求出粗略頻移。對于由分布式的導頻布置所構成的幀同步，不同OFDM符號的導頻相位必須充分地不相同，或者說，用數學式表達的RND(l，k)＝f(l，k)必須是子載波k和OFDM符號號碼l的實函數。另外重要的是要成立RND(l，k)＝RND(l+NFRAME，k)。一般地，選擇導頻相位的“隨機性”越強，對于同步算法所設的可能性就越多。
下面來說明如何能把一個明確的導頻相位分布既用于幀同步也用于在相干的OFDM系統中求出粗略頻移。幀同步的附加冗余通過該方法被避免。
在所建議的同步算法能被應用之前，必須執行粗略的時間同步以布置DTF(解調)窗口。粗略的時間同步可以通過計算保護時間間隔的各部分與可用OFDM符號的末端處的相應段的相關性來實現。已知的是，利用相同的方法同樣可以估測出細的頻移(±0.5 1/TU)。不知道、但對正確地解調有用數據必不可少的是，現在還要檢測粗略頻移(子載波間隔1/TU的整數倍)。這可以利用下述方法來求出。
用于求取粗略頻移和幀的開始的出發點在于利用導頻相位序列W(l，p(l，k))計算位于所接收的子載波符號R(l，k)之間的互相關性。公式5所示的計算規則在下面被稱為導頻相位度量。采用導頻相位度量的前提是，OFDM解調窗口的開始位于保護時間間隔的無符號間干擾(無ISI)的區域。
Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·W(l,p(l,k+1))·R(s,p(l,k)+i)·R*(s,p(l,k+1)+i)]]]>公式5在公式5中，l表示一個幀內的OFDM符號號碼，p(l，k)表示一個幀內第1個OFDM符號的導頻子載波的指數，i表示用于求取粗略頻移的試驗位置(指數i沿著頻率方向變化)，s表示用于求取幀開始符號的試驗位置(指數i沿著時間方向變化)，ABS表示絕對值，R(l，k)表示在第1個OFDM符號內的第k個子載波符號。
當導頻相位序列W(l，p(l，k))與所接收的子載波序列R(s，p(l，k)+i)相一致時，公式5將提供一個最大值。在所有其它情況下，所述的導頻相位度量在采用偽噪聲相位分布時按照相位序列的偽噪聲字符而采取一個小的值。圖5示出了這種狀況。為了求取粗略的頻移，需要對多個試驗位置i計算公式5。
相反，如果采用如公式3或4所示的確定性的導頻相位分布，則所述的導頻相位度量將隨著導頻間隔變成周期性的。在該情形下，利用公式5只能求出幀的開始。用于求取粗略頻移的捕獲范圍通過導頻子載波的間隔xy進行限制。
如果甚至知道了精確的時間同步，則可以不求出粗略的頻移和幀的開始，而采用公式6。與公式5相比，此處直接計算位于導頻相位序列W(l，p(l，k))和所接收的子載波符號之間的互相關。
Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·R(s,p(l,k)+i)]]]>公式6利用公式6，可以明確地求出具有偽噪聲相位分布或如公式3或4所示的確定性的相位分布的粗略頻移。
為了實現幀同步，一方面可以使所接收的子載波符號與一個幀的所有可能的導頻相位序列相關，另一方面可以使一個導頻相位序列與所有接收的子載波符號相關。
為了改善估測結果，不僅可以尋求一個確定的導頻相位分布W(l，p(l，k))，而且可以尋求多個這種導頻相位分布；因為根據公式3，所述的導頻相位分布對一個幀的每個OFDM符號是唯一的。在數學上這意味著對公式5的度量結果Λ(l，p(l，k)，s，i)求平均Λ‾(s,i)=Σl=1nbΛ(l,p(l,k),s,i)]]>公式7其中nb表示在其上求平均的OFDM符號的數量(1..NFRAME)。
為了評估矩陣元素 可以定義不同的相關質量標準，例如HNV，該HNV給出了在導頻相位度量的位置 處的主瓣最大值 與量值最大的旁瓣之間的比值。需要對幀開始的所有可能位置計算該HNV(也即總共NFRAME次)。
HNV(s,i^s)=Λ‾(s,i^s)maxi{Λ‾(s,i)}|i≠i^s]]>公式8圖6示出了4個DRM幀的HNV值。需要每次明顯地識別幀開始符號。HNV的最大值檢測提供了HNVmax(smax,imax)=maxs{HNV(s,i^s)}]]>公式9最大HNV在公式9中的指數smax和imax給出了幀開始符號的位置或粗略的頻移。類似于HNV，也可以采用質量因數(MF)作為相關質量標準。該質量因數描述了導頻相位度量 的主值的能量與旁值所含有的所有能量之比。于是，用于幀同步和頻率同步的分析算法為MF(s,i^)=Λ‾2(s,i^s)Σii≠i^s|Λ‾(s,i)|2]]>公式10MF的最大值檢測提供了MFmax(smax,imax)=maxs{MF(s,i^s)}]]>公式11在此，最大MF的指數smax和imax也給出了幀開始符號或粗略的頻移。導頻相位度量的最大捕獲范圍通過在所述分析區域內存在的導頻子載波符號的數量來確定。在采用圖4所示的導頻布置時，捕獲范圍可以大于半個DFT長度。
圖2在此用框圖示出了在接收機內運行的本發明方法。接收信號r的、通過模數變換器16已獲得的采樣值被輸入到時間同步單元27和OFDM解調器(＝DFT單元)28中。時間同步單元27借助接收信號中所包含的保護時間間隔執行粗略的時間同步。準確地說是借助計算自相關找到該保護時間間隔的開始，并由此找到一個OFDM符號的開始。
利用OFDM解調器28被解調的數據R(l，k)隨后被輸入到處理器29中以進行導頻相位度量的計算。如此生成的值Λ被輸入以在預定數量的OFDM符號上求平均值，以便針對Λ計算一個平均值。這也在處理器29內進行。然后，要么利用主瓣-旁瓣最大值比來計算該相關值Λ，要么如上所述利用質量因數計算該相關值，其中這種計算也是在處理器29內執行的。
相關質量標準的如此被計算出的最大值的指數給定了幀開始符號的位置或粗略頻移。換句話說，在處理器29的輸出端上，作為結果以子載波頻率間隔的整數倍的形式給出了頻移，而且在檢測最大值時已找到所述的幀開始符號。于是，接收機利用所存儲的導頻相位分布為該值搜尋所接收的子載波符號。如果在所存儲的導頻相位分布和所接收的導頻相位分布之間達到最大可能的一致性，則已經找到所述的幀開始和檢測到所述的粗略頻移。
圖3以流程圖的形式示出了在發射機內運行的本發明方法。在第一個方法步驟23中，把導頻和需傳輸的有用符號映射到一個OFDM符號上。同時給導頻施加明確的導頻相位分布(方法步驟24)。如此形成的OFDM符號隨后被輸入到OFDM調制器10和11(方法步驟25)，以便產生OFDM信號。另外還在OFDM信號中添加一個保護時間間隔。在框13內發送該OFDM信號(方法步驟26)。
權利要求
1.OFDM(正交頻率多路復用)信號的幀同步和頻率同步的方法，其中利用OFDM信號接收分別含有子載波符號的OFDM符號，其特征在于被接收的子載波符號與至少一個存儲的導頻相位分布進行比較，并且根據該比較執行所述OFDM信號的幀同步和頻率同步。
2.發送OFDM信號的方法，其中利用OFDM信號發送OFDM符號，該OFDM符號分別被添加了一個保護時間間隔并分別具有子載波符號，而且預定的子載波符號作為導頻被發送，其特征在于在發送之前給所述的導頻分別施加一個相應的相位，使得至少產生一個導頻相位分布。
3.按權利要求1和2的方法，其特征在于在被接收的子載波符號與所存儲的導頻相位分布進行比較之前，通過搜尋被接收的OFDM信號中的保護時間間隔執行粗略的時間同步。
4.按權利要求1或3的方法，其特征在于所述的比較通過自相關來執行，而且隨后計算該自相關以便確定幀同步和頻率同步。
5.按權利要求1或4的方法，其特征在于所述的比較根據以下公式來執行Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·W(l,p(l,k+1))·R(s,p(l,k)+i)·R*(s,p(l,k+1)+i)].]]>
6.按權利要求2的方法，其特征在于所述的導頻相位分布通過一個公式或一個偽隨機序列來確定。
7.按權利要求6的方法，其特征在于所述的公式為
8.按權利要求6的方法，其特征在于所述的公式為 +2π·i2(1+l)P0]]>
9.按權利要求2的方法，其特征在于所述的導頻被均勻地分布在一個OFDM符號內。
10.按權利要求4或5的方法，其特征在于為計算所述的自相關而采用主瓣-旁瓣比。
11.按權利要求4或5的方法，其特征在于采用一個質量因數來計算所述的自相關。
12.用于執行如權利要求2、3、6、7、8和9所述的方法的發射機，其特征在于所述的發射機具有一個存有導頻相位分布的存儲器(30)、一個OFDM調制器(10，11)、一個用于發送OFDM信號的天線(12)、以及一個用于給導頻施加所述導頻相位分布的裝置(11)。
13.用于執行如權利要求1、3、4、5、10或11所述的方法的接收機，其特征在于所述的接收機具有一個用于粗略的時間同步的第一時間同步單元(18，27)、一個OFDM解調器(17，28)，以及具有一個含有存儲器的處理器(29)以用于在所接收的子載波符號和存儲的導頻相位分布之間執行比較。
全文摘要
建議一種OFDM信號的幀同步和頻率同步的方法以及一種用于發送OFDM信號的方法，利用該方法給OFDM信號中已經包含的、用于信道估測目的的導頻施加一個導頻相位分布，然后在接收側利用該導頻相位分布進行幀同步和頻率同步。這樣所具有的優點是，無須為同步采用附加的傳輸容量。通過設于前面的粗時間同步單元來開始本發明的方法，由該粗時間同步單元搜尋OFDM信號中的保護時間間隔的開始。借助互相關在存儲的導頻相位分布和接收的子載波符號之間進行比較，其結果隨后被分析用于確定幀同步和頻率同步。
文檔編號H04J11/00GK1500333SQ02807448
公開日2004年5月26日 申請日期2002年3月15日 優先權日2001年3月28日
發明者W·謝菲, W 謝菲, C·漢森 申請人:羅伯特-博希股份公司