專利名稱：以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法
技術領域：
本發明屬于電聲學技術領域，確切地說是一種非消音室揚聲器的測量方法，該方法采用自適應回聲抵消的方式測量，能夠解決房間反射聲的干擾問題，提高揚聲器頻率相應時的頻率分辨率。
背景技術：
揚聲器的測量方法主要有兩種消聲室測量方法和非消聲室測量方法。前者是在消聲室環境中按照國標GB/T 9396-1996(揚聲器主要性能測量方法)來測量，任何消聲室都有一個低頻下限(最好能做到60Hz)，在這個頻率以下就不能保證對聲波入射一次的99％的吸聲系數，因此所能準確測量的頻率下限也就是該頻率。消聲室測量方法的缺點就是測量時不方便，而且消聲室的造價都很高，要做到很好地吸聲，要求房間的容積比較大，吸聲材料的造價也很高。
一般的非消聲室模擬自由場(自由場是指聲波在無限大空間里傳播時，不存在任何反射體和反射面。聲波在自由場或半自由場空間里傳播滿足(1)對點聲源聲壓隨距離衰減，這就是聲能的反平方律(2)聲壓級在常溫常壓下等于聲強級。)測量方法主要有以下幾種方法(1)脈沖FFT技術；(2)時延譜技術(TDS)；(3)最長序列快速哈德曼變換技術(MLS-FHT)；(4)猝發聲時選技術；(5)近區場測量。這些方法有一個共同點，即利用時間窗把反射聲排除在時間窗之外，以實現只包含直達聲響應的自由場測量。
由于存在房間反射聲，此時作頻譜分析時，就必須避開拾取信號中的房間反射聲的成分，因此頻譜分析所能用的時間窗就很小，時間窗的大小受反射聲到達時間的限制，造成的結果就是無法準確分析揚聲器的低頻響應。一般大小的普通房間只能實現200Hz以上的模擬自由場測量，200Hz頻率以下的測量必須有足夠大的房間。
一般用于非消聲室揚聲器測量的原理方框圖見圖1所示。測量系統給出測試信號給被測揚聲器，測量信號可以是脈沖串，也可以是掃頻信號。經過被測揚聲器重發和測量傳聲器拾取再回送給測量系統，通過分析拾取信號就可以得到被測揚聲器得頻率響應曲線。以脈沖測量方法為例，由于房間反射聲的存在，測量傳聲器拾取的信號包含有了房間的反射聲信號。這時候測量系統必須要避開這些有害信號，在做譜分析時候只能用較小的時間窗，也就是說必須把輸入的信號截的很短，如圖2所示。由譜分析理論可以知道，時間窗的大小τ(也就是譜分析時的輸入信號的長度)直接影響到頻譜的頻率分辨率Δf，它們是倒數的關系，Δf＝1/τ使用的時間窗越小，Δf越大，頻率分辨率越低，直接影響到低頻頻率響應的測量。舉例來說，對于間隔1米測量距離地面1.5米放置的揚聲器測量，直達聲到達傳聲器需要3毫秒時間，為了使直達聲響應穩定取為4.2毫秒，房間最近前期反射聲到達傳聲器的時間為9.2毫秒，因此為了避開房間的反射聲，時間窗的大小只能是5毫秒，對應的頻率分辨率為200Hz。也就是說，對于200Hz以上的揚聲器頻率響應才是準確的，200Hz以下的揚聲器頻率響應是不準確的。
發明內容
基于上述的分析，本發明的目的就是解決非消聲室內揚聲器測量時房間反射聲的干擾問題，提高揚聲器頻率響應測量時的頻率分辨率。
本發明的另一個目的是加大測量時譜分析的時間窗，以能夠提高測量的正確性。
本發明是通過自適應的回聲抵消方式實現的，其原理如下通過自適應的方法來模擬接收到的信號通過房間后的過程，將這個模擬輸出信號與電聲反饋信號相減，從而降低回聲信號強度。整個系統框圖見圖3，圖中各信號關系如下S(i)＝V(i)+N(i)+R(i)*[h(i)-h^(i)] (式1)式中S(i)傳給測量系統的信號；V(i)測量傳聲器拾取的被測揚聲器發出直達聲信號；N(i)測量傳聲器拾取的房間內的背景噪聲信號；R(i)測量系統給出的測量信號；h(i)房間反射的傳輸函數；h^(i)模擬房間反射的傳輸函數。
如果能做到h(i)＝h^(i)，[h(i)-h^(i)]＝0，則S(i)＝V(i)+N(i)，則傳給測量系統的信號只剩下了被測揚聲器發出的直達聲信號V(i)和不可避免的背景噪聲信號N(i)。當然，由自適應抵消原理可知，要使h^(i)完全與h(i)相同是不可能的，因而不可能將房間反射聲完全抵消干凈，抵消后還會留下幅度很低的抵消剩余信號，對測量的結構影響不大。能夠抵消的房間反射聲的長短也與自適應濾波器的階數有關。
本發明應用自適應抵消技術的非消聲室揚聲器測量方法，具體方式為1、在測量傳聲器之后加了一個自適應濾波器，測量系統送出的測量信號作為自適應濾波器的輸入信號；2、將傳聲器拾取的信號作為自適應濾波器的參考輸入；3、對自適應濾波器需要對輸入的信號做一定的延時處理；4、自適應濾波器將處理后的信號輸入測量系統，由測量系統分析得出測量結果。
自適應濾波器包括延時裝置、FIR濾波器及系數更新裝置，延時裝置向FIR濾波器提供延時信號，系數更新裝置用來更新FIR濾波器的處理系數。
上述的延時的時間應稍大于直達聲到達測量傳聲器的時間，如果能夠知道第一個前期反射聲到達的時間，則延時時間可以取比第一個前期反射聲到達的時間稍小的一個值，這樣可以減小要抵消的時間的長度，從而減小濾波器的階數，節省存儲空間和減小計算量。延時時間與要抵消時間的關系見圖4。圖中t1為直達聲到達的時間，t2為第一個前期反射聲到達的時間，t3為要使用的時間窗的大小，t4為需要抵消的時間長度。從圖中可以看出t4＝t3-(t2-t1) (式2)自適應內部框圖見圖5所示，輸入的信號x(n)先經過延時后送入到FIR(有限沖擊響應)濾波器中，得到輸出y(n)。
y(n)＝W′N(n)XN(n) (式3)其中WN(n)為N個濾波器系數Wi(n)組成的向量，WN(n)＝[w0(n)，w1(n)，Λ，wN-1(n)]XN(n)為輸入信號的N維向量，XN(n)＝[x0(n)，x1(n)，Λ，xN-1(n)]符號“′”表示矩陣轉置，下標N表示向量所含元素的個數，下同；濾波器的輸出y(n)與參考信號d(n)相疊加得到誤差信號e(n)，e(n)＝d(n)-y(n) (式4)誤差信號一路作為自適應濾波器的輸出，另一路送給FIR系數更新作為更新FIR濾波器系數的依據。可以使用的自適應處理的方式很多，基本上是兩大類遵循最小均方(Least Mean Square，即LMS)準則的和遵循最小平方(Recursive Least Square，即RLS)準則的，這些方式又有很多改進型。這里以基本最小均方(LMS)為例，作為自適應濾波器的系數更新方式說明WN(n+1)＝WN(n)+2μe(n)XN(n) (式5)
其中，WN(n)為N階FIR濾波器的N個系數，μ為步長因子。
①步長μ的選取。
0<μ<1P]]>(式6)其中P為輸入信號的功率，P值可以實際測量或者用下式估算P=1NΣi=0N-1|xi|2]]>(式7)N為選取樣本信號xi的長度。
實際中一般取式(6)上限值的十分之一作為初始μ值，再根據試驗確定合適的μ值。
②FIR濾波器的階數的選取。濾波器的階數對于LMS的收斂也有一定的影響，但主要是考慮需要抵消的回聲的長度來選取。濾波器的階數可以看成是濾波器可以記憶的先驗數據的個數，因此它決定了可以抵消的樣點個數。
設輸入信號的采樣頻率為fs，需要抵消的回聲長度為t，那么需要的濾波器長度N至少為N＝fs*t (式8)從圖6中可以看出，抵消房間反射后可以使用較大的時間窗。
圖1為一般非消聲室揚聲器測量框圖；圖2為一般非消聲室揚聲器測量沒有抵消房間反射聲時使用的短時間窗的示意圖；
圖3為自適應濾波器抵消房間反射聲的示意框圖；圖4為延時時間與抵消時間的關系圖；圖5為自適應濾波器的結構框圖；圖6為抵消房間反射聲后的較大的時間窗示意圖；圖7為本發明實施例的測量框圖；圖8為圖7所示實施例的自適應濾波器的結構框圖；圖9為本發明實施例的控制流程圖。
具體實施例方式
圖7表明了一種用以實施本發明的非消聲室揚聲器測量框圖。如圖7所示，在測量傳聲器之后加了一個自適應濾波器，測量系統送出的測量信號作為自適應濾波器的輸入信號x(n)，傳聲器拾取的信號作為自適應濾波器的參考輸入d(n)。
由于直達聲到達測量傳聲器需要一定的時間而且直達聲不能被抵消，因此自適應濾波器需要對輸入的信號做一定的延時處理。延時的時間應稍大于直達聲到達測量傳聲器的時間，計算時可以取聲速c＝344米/秒，延時時間與要抵消時間可以通過圖4所示的方式(t4＝t3-(t2-t1))計算出來。
具體實施是采用DSP構成的自適應回聲抵消器(即自適應濾波器)作為非消聲室揚聲器測量系統中的核心部件，其結構見圖8。該自適應回聲抵消器以TI的DSP-TMS320C6711為核心，送來的測量傳聲器拾取的信號d(n)和測試信號x(n)先經過模數變換器(ADC)成為數字信號送入DSP，經過DSP的自適應濾波后送出誤差信號e(n)，經過數模變換器(DAC)變為已經抵消了一部分房間反射聲的測量結果信號，送給揚聲器測量系統進行分析。ADC和DAC采用crystal公司的CS4223單片雙通路24比特48kHz采樣ADC和DAC。SDRAM采用韓國現代公司的4Mbit存儲器HY57V651620B，Flash采用了SST公司的39VF400A芯片。電源管理采用的是TI公司的PS767D318芯片。
CS4223輸出的數據格式是工業標準的IIS(Inter-IC Sound)格式，采用補碼表示。因此采用DSP TMS320C6711的多通道緩存串行口(McBSP)作為數據的輸入和輸出接口，它可以直接與支持IIS格式的數模變換器件相連接。從McBSP收到的每一個樣點通過TMS320C6711的直接內存存儲(DMA)搬移到輸入數據緩沖區內等待處理，存滿一幀后再進行處理，處理的結果放到輸出數據緩沖區內，通過DMA送給McBSP輸出到DAC。
并且自適應處理方式采用LMS自適應準則，具體的步驟見表1。
表1 實際使用的基本LMS算法的步驟 ·經過對輸入信號的功率估算，取步長μ為3×10-18。
·測量傳聲器距離被測揚聲器1米，因此從被測揚聲器發出的直達聲需要3毫秒(1/344＝0.003)的時間才能到達測量傳聲器，
被測揚聲器距離地面1.5米，因此最近的前期反射聲到達的時間約為9.2毫秒，取延時時間為9毫秒。
·輸入信號為48kHz采樣。為了使測得的50Hz以上的揚聲器頻率響應是準確則FFT的時間窗須為20毫秒左右，要抵消的時間長度約為20-(9-3)＝6毫秒，則階數應為528，取階數為600。
上述的DSP的控制流程圖見圖9，整個過程分為三個部分，主要控制流程、DMA中斷服務流程和LMS處理流程。主要流程完成各種初始化工作，之后便進入到無限循環之中，等待DMA中斷發生。當McBSP接收到一個樣點后便會通知DMA，DMA把該樣點數據放到指定的輸入緩沖區內，如果DMA完成一幀的傳送，則會產生一個DMA完成中斷。McBSP是雙向工作的，也就是在接收一個樣點的同時發送一個樣點，DMA也是設置了兩個通道同時服務于McBSP的接收和發送。在DMA中斷服務程序中，先要切換數據緩沖區，接收端切換到一個空的輸入數據緩沖區，發送端切換到已經處理的輸出數據緩沖區，這樣保證了McBSP的連續工作，不會因為處理數據的延時而導致了輸入數據的丟失和輸出數據的中斷，這也就是所謂的“乒乓”存儲方式。在DMA中斷服務流程中還要調用LMS處理完成抵消任務。LMS處理流程對于輸入的一幀數據先存放到歷史數據緩沖區的指定位置，然后一個一個樣點的處理這些新數據。設置歷史數據緩沖區是因為FIR濾波器對于一個新樣點x(n)需要有N-1個歷史數據x(n-1)、x(n-2)、...、x(n-N+1)。每一個樣點的處理包括三個步驟FIR濾波、計算誤差和更新FIR系數，計算得到的誤差信號存放到輸出數據緩沖區中。最后調整歷史數據緩沖區，移動數據，把不需要的數據清除，為下一幀數據騰出空間。實際實現中，可以利用TMS320C6711的循環尋址功能來完成歷史數據緩沖區的移動。
本發明所列舉的實施方式，僅是能夠實現本發明的一種具體的方案，并不代表能夠實現本發明的所有技術方案，凡是能夠采取與本發明相同或者近似的方法，達到相同的效果的技術方案，都應該在本發明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于A、在測量傳聲器之后加了一個自適應濾波器，測量系統送出的測量信號作為自適應濾波器的輸入信號；B、將傳聲器拾取的信號作為自適應濾波器的參考輸入；C、對自適應濾波器需要對輸入的信號做一定的延時處理；D、自適應濾波器將處理后的信號輸入測量系統，由測量系統分析得出測量結果。
2.如權利要求1所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于自適應濾波器包括延時裝置、FIR濾波器及系數更新裝置，延時裝置向FIR濾波器提供延時信號，系數更新裝置用來更新FIR濾波器的處理系數。
3.如權利要求2所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于上述的延時裝置由模擬電路、延時線、數字延時器、可編程器件或者專用集成電路構成實現。
4.如權利要求2所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于FIR濾波器結構可以采用橫向FIR濾波器、格形FIR濾波器以及其它的FIR變形結構。
5.如權利要求2所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于FIR濾波器可以采用直接形式、級聯形式、線形相位形式、頻率采樣形式或者其它的形式實現。
6.如權利要求2所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于FIR系數更新裝置采用最小均方(LMS)、遞歸最小平方(RLS)、序慣回歸(SER)或者其它自適應算法。
7.如權利要求1、2、3、4、5或6所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于對輸入的信號的濾波或者系數更新算法在頻域完成。
8.如權利要求1所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于上述的延時的時間應稍大于直達聲到達測量傳聲器的時間。
9.如權利要求2所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于參考輸入信號與自適應濾波器的輸出信號進行疊加，得到誤差信號，誤差信號一路用于輸出到測量系統中，一路送到FIR濾波器中，作為FIR系數更新的依據。
10.如權利要求1所述的以回聲抵消測量非消聲室揚聲器方法，其特征在于該方法進一步包括A、使用IIR濾波器代替FIR濾波器；B、不依靠后面的測量系統，自己產生測量信號；C、自己對測量傳聲器拾取的信號進行分析；D、提供計算機控制接口，利用計算機測量揚聲器。
全文摘要
本發明是一種非消音室揚聲器的測量方法，通過自適應的方法來模擬接收到的信號通過房間后的過程，將這個模擬輸出信號與電聲反饋信號相減，從而降低回聲信號強度，其特點是在測量傳聲器之后加了一個自適應濾波器，測量系統送出的測量信號作為自適應濾波器的輸入信號，解決非消聲室內揚聲器測量時房間反射聲的干擾問題，提高揚聲器頻率響應測量時的頻率分辨率。
文檔編號H04R29/00GK1505440SQ0215338
公開日2004年6月16日 申請日期2002年11月29日 優先權日2002年11月29日
發明者管善群, 李俊鵬, 李長濱, 何宜銘 申請人:Tcl王牌電子(深圳)有限公司