專利名稱：通過相關值運算進行解擴處理的數字匹配濾波器及其包含它的攜帶無線終端的制作方法
技術領域：
本發明涉及數字匹配濾波器和使用數字匹配濾波器的攜帶無線終端，特別涉及在頻譜直接擴頻通信系統中，用于在接收端進行解擴處理的數字匹配濾波器以及包含該數字匹配濾波器的攜帶無線終端。
背景技術：
以往，在例如CDMA(Code Division Multiple Access；碼分多址)方式的數字無線通信中，采取用每個用戶固有的擴頻碼序列對發送數字數據進行擾頻后發送，在接收端用解擴碼序列對接收數字數據進行解擾的頻譜直接擴頻通信方式。
在使用這樣的頻譜直接擴頻通信方式的數字無線通信的發送端中，設置生成擴頻碼序列并用于對發送數字數據進行擾頻的擴頻部。另一方面，在接收端中，設置生成擴頻碼序列的復本信號并用于對接收數字數據進行解擾的解擴部。
圖8是表示上述頻譜直接擴頻通信系統中的發送機和接收機的基本結構的示意方框圖。
參照圖8，頻譜直接擴頻通信系統基本上由發送機60和接收機65構成。
在發送機60中，將要發送的原信號提供給一次調制器61，從電波的有效利用的觀點來看，可實現信號的窄頻帶化。
一次調制器61的輸出被提供給擴頻部62，通過在其內部設置的未圖示的由擴頻碼生成部提供的擴頻碼序列進行擴頻、即進行擾頻(二次調制)。
擴頻部62的輸出在通過未圖示的發送電路實施了無線發送上必要的處理后，經天線63發送。
從天線63發送的信號由接收機65的天線64接收，在通過未圖示的接收電路實施了無線接收上必要的處理后，提供給解擴部66。
解擴部66主要由數字匹配濾波器構成，數字匹配濾波器通過從在其內部設置的未圖示的擴頻碼生成部提供的與接收端的擴頻碼序列同步的復本信號對接收信號進行解擴、即進行解擾。更具體地說，數字匹配濾波器運算并輸出輸入的接收信號和內部生成的擴頻碼序列的復本信號之間的相關值。
因此，解擴部66檢測擴頻碼的同步定時，通過解擴取出一次調制信號，由解調部67對原信號進行解調。
數字匹配濾波器因其接收信號和擴頻碼的相關值的運算速度快，所以被用于代碼同步處理，對于這樣的數字匹配濾波器來說，例如田近等人詳細說明于信學技報SST92-21的‘頻譜擴頻通信中的數字匹配濾波器技術及其問題’一文中。
以下，詳細說明現有的數字匹配濾波器的結構及其工作情況。
圖9是表示作為一例現有的數字匹配濾波器的橫向型濾波器結構的方框圖。參照圖9，數字匹配濾波器包括擴頻碼生成部11、擴頻碼保持部12、接收信號保持部13、抽頭運算部14、以及加法部15。
擴頻碼生成部11例如將系統中固有的某個初始值設定在基于規定的生成多項式構成的移位寄存器(未圖示)中，從根據初始值進行了規定次數移位操作后的代碼起依次連續，在發送端和接收端作為已知的擴頻碼序列輸出。再有，在頻譜擴頻中，將1比特的擴頻碼特別地稱為碼片。而且，將擴頻碼的1周期的碼片數稱為擴頻碼長度。
擴頻碼生成部11生成的擴頻碼長度的碼片以擴頻碼的碼片速度被輸入到擴頻碼保持部12，作為數字匹配濾波器的抽頭系數存儲在其內。此外，從擴頻碼生成部11將后述的控制信號提供給擴頻碼保持部12。
圖10是表示圖9所示的擴頻碼保持部12的詳細結構的方框圖。參照圖10，擴頻碼保持部12是與擴頻碼長度對應的級數(例如，如果擴頻碼長度為256碼片，則為256級)的1比特寄存器S組成的移位寄存器，在各級寄存器S的前級設置門電路G。
各個門電路G根據由擴頻碼生成部11提供的控制信號，使來自前級寄存器的輸出或來自后級寄存器的輸出的其中一個有選擇地通過，提供給后級的寄存器的輸入。
下面說明圖10的擴頻碼保持部12的工作情況。在從擴頻碼生成部11輸出擴頻碼長度的擴頻碼(例如256碼片)的期間中，從擴頻碼生成部11輸出的控制信號例如取0的值。
在該0值的控制信號同時提供給構成圖10的擴頻碼保持部12的所有門電路G的控制輸入期間，各門電路G使來自前級的輸出原封不動地通過后級的寄存器S。其結果，從擴頻碼生成部11輸出的擴頻碼被依次存儲在構成擴頻碼保持部12的移位寄存器中。
如果來自擴頻碼生成部11的擴頻碼長度的擴頻碼的輸出結束，則從擴頻碼生成部11輸出的控制信號例如從0改變為1的值。
如果將該1值的控制信號同時提供給構成擴頻碼保持部12的所有門電路G的控制輸入，則各門電路G進行切換來選擇來自后級的輸出，使移位寄存器的移位動作停止。這樣，使擴頻碼長度的擴頻碼保持在擴頻碼保持部12中。
然后，此時存儲在移位寄存器的各個級中的擴頻碼長度(例如256碼片)的擴頻碼被并行取出，作為抽頭系數C0、C1、C2、…、Cn-2、Cn-1、Cn提供給圖9的抽頭運算部14。
另一方面，由各個量化成m比特(m為m≥1的整數)的樣本組成的接收信號被以擴頻碼的碼片速度的M(M≥1的整數)倍的過采樣速度進行過采樣，并時序地輸入到接收信號保持部13，依次存儲與擴頻碼長度的M倍相當的代碼長度的接收信號樣本。在本例中，為簡化說明，說明接收信號的過采樣數(樣本數/碼片數)M＝2的情況。此外，設量化比特數m例如為6比特。
圖11是表示圖9所示的接收信號保持部13的詳細結構的方框圖。參照圖11，接收信號保持部13是級數((擴頻碼長度×過采樣數)-1)的(例如如果擴頻碼長度為256碼片，則為511級)6比特寄存器T組成的移位寄存器，依次存儲時序地輸入的接收信號的各6比特的樣本(例如511個樣本)。
在某個定時時，在作為移位寄存器的接收信號保持部13中存儲的上述樣本數的接收信號序列中，并行取出從初級的寄存器起每隔一級的(奇數級)各寄存器中保持的樣本(例如，511級的移位寄存器情況下，256個樣本)，作為抽頭輸出R0、R1、…、Rn-1、Rn提供給圖9的抽頭運算部14。
擴頻碼保持部12提供的抽頭系數C0、C1、…、Cn-1、Cn、接收信號保持部13提供的抽頭輸出R0、R1、…、Rn-1、Rn由抽頭運算部14將對應的抽頭系數和抽頭輸出相乘，將其乘法運算結術果X0、X1、…、Xn提供給加法部15。
所有的乘法運算結果由加法部15相加，其總和作為該定時中的相關值被輸出。
在下個定時中接收信號序列的下個6比特樣本被輸入到接收信號保持部13，使圖11的各級中保持的樣本移動到下級。在該定時中，移位寄存器的奇數級的寄存器中保持的樣本(抽頭輸出)和擴頻碼保持部12中存儲的擴頻碼長度的碼片(抽頭系數)在抽頭運算部14中如上所述地相乘，由加法部15計算其結果的總和，作為該定時中的相關值輸出被輸出。
將該相關值輸出例如提供給未圖示的循環積分部進行平均，檢測出其結果所得的相關值峰值例如用于獲得發送機端的擴頻碼序列的初期同步。
于是，在圖9的數字匹配濾波器10中，輸入到構成接收信號保持部13的移位寄存器中的接收信號樣本作為每隔一級抽頭輸出而成為相關值計算的對象，但每次輸入后續的樣本而使各級的樣本移位時都進行相關值計算運算，所以過采樣的輸入信號的所有樣本變為相關值計算運算的對象。
再有，擴頻碼保持部12中存儲的擴頻碼的碼片數不必一定是與1周期的擴頻碼長度相當的碼片數也可以。即，即使是1周期的一部分的擴頻碼，通過與該碼片數對應的接收信號樣本的運算，可進行相關值的計算。
但是，作為抽頭運算部14中的抽頭系數和抽頭輸出的乘法運算的一形態，已知以下方法不使用乘法器，根據擴頻碼(抽頭系數)的值，通過控制接收信號樣本(抽頭輸出)的極性來獲得乘法運算輸出。有關這樣的方法，例如披露于(日本)特開平10-285079號公報。
即，擴頻碼序列通常是1比特代碼組成的信號序列，在進行乘法運算時，將2進制的0改寫為10進制的1來進行乘法運算，將2進制的1改寫為10進制的-1來進行乘法運算。因此，在擴頻碼(抽頭系數)為0時，將m比特的接收信號樣本(抽頭輸出)作為乘法運算結果原封不動地提供給加法部。
另一方面，在擴頻碼(抽頭系數)為1時，使m比特的接收信號樣本極性反向。一般地，在將用2的補數表示的數的正負極性反向的情況下，進行將該數的所有比特反向后的數與1相加的處理。換句話說，僅使樣本的所有比特反向所得的值變為比原來的反向值小1的值。因此，在抽頭系數為1時，將m比特的樣本的反向值的最低位比特相加1進位所得的值作為乘法運算結果提供給加法部。
圖12是表示通過這樣的極性反向控制來實現抽頭系數和抽頭輸出的乘法運算的抽頭運算部14的結構方框圖。
參照圖12，抽頭運算部14包括以每個對應的抽頭系數C和抽頭輸出R設置的、多個(例如256個)代碼控制部14-0、14-1、…、14-n。
這些代碼控制部都具有相同的結構，包括反向器INV、+1加法器ADD、以及選擇器SEL。
例如，如果著眼于代碼控制部14-0，則6比特的接收信號樣本(抽頭輸出)被提供給選擇器SEL的一個輸入，同時通過反向器INV使所有比特反向。由+1加法器ADD在反向后的抽頭輸出的最低位上相加+1，提供給選擇器SEL的另一輸入。
在將對應的1比特的擴頻碼(抽頭系數)提供給選擇器SEL的控制輸入，使擴頻碼為0時，選擇提供給選擇器SEL的一個輸入的原來的(不反向)6比特抽頭輸出作為乘法運算結果X0輸出。
另一方面，在擴頻碼為1時，選擇提供給選擇器SEL的另一個輸入的反向后相加+1所得的抽頭輸出作為乘法運算結果X0輸出。
剩余的代碼控制部14-1～14-n也同樣動作，輸出乘法運算結果X1～Xn。這些輸出X0～Xn通過圖9的加法部15來計算其總和，作為相關值輸出來供給。
如以上，在上述現有的數字匹配濾波器中，將接收信號序列輸入到與擴頻碼長度實質上成正比的級數(例如，在圖11的例中，為((擴頻碼長度×過采樣數)-1)的級數)的移位寄存器，通過以每個對應的抽頭輸出和抽頭系數設置的多個代碼控制部來進行其中的奇數級的寄存器輸出(抽頭輸出)和對應的碼片數(擴頻碼長度)的擴頻碼(抽頭系數)的乘法運算。
因此，如果擴頻碼長度增大，則作為運算對象的抽頭系數和抽頭輸出的數目也增大。因此，圖12所示的抽頭運算部14中設置的代碼控制部的數目也增大，存在數字匹配濾波器的電路規模變大的問題。
發明內容
因此，本發明的目的在于提供可降低電路規模的數字匹配濾波器和使用這樣的數字匹配濾波器的攜帶無線終端。
本發明的一個方面提供數字匹配濾波器，用于對于發送端實施擴頻處理的接收信號序列進行接收端的解擴處理，接收信號序列分別由規定數的比特組成的樣本構成。數字匹配濾波器包括接收信號保持部、擴頻碼供給部、以及相關值運算部。接收信號保持部將構成時序地輸入的接收信號序列的樣本依次保持規定數。擴頻碼供給部供給用于解擴處理的擴頻碼序列。相關值運算部計算接收信號保持部中保持的規定數的樣本的至少一部分樣本和供給的擴頻碼序列中至少一部分樣本所對應的擴頻碼之間的相關值。相關值運算部包括以每個對應的樣本和擴頻碼設置的多個代碼控制部、以及計算多個代碼控制部的輸出總和的加法部。多個代碼控制部的各個代碼控制部原樣輸出在對應的擴頻碼取得第1值時對應的樣本，將在對應的擴頻碼取得與第1值不同的第2值時對應的樣本的規定數的比特全部反向來輸出。
相關值運算部最好還包括校正部，該校正部在與至少一部分樣本對應的擴頻碼中，將取得第2值的代碼的個數作為校正值，與加法部算出的總和相加。
校正部最好包括計數部，該計數部在與至少一部分樣本對應的擴頻碼中，對取得第2值的代碼的個數進行計數，作為校正值來供給。
供給的擴頻碼序列最好是固定的擴頻碼序列，校正部包括保持部，該保持部在與至少一部分樣本對應的固定的擴頻碼中，將取得第2值的代碼的個數作為校正值預先保持。
根據本發明的另一方面，數字無線通信的攜帶無線終端包括對接收數字數據進行解調的接收系統調制解調器，以及將接收系統調制解調器的接收信號進行處理并輸出的信號處理裝置。接收系統調制解調器包括用于對發送端實施擴頻處理的接收信號序列進行接收端的解擴處理的數字匹配濾波器，接收信號序列分別由規定數的比特組成的樣本構成。數字匹配濾波器包括接收信號保持部、擴頻碼供給部、以及相關值運算部。接收信號保持部將構成時序地輸入的接收信號序列的樣本依次保持規定數。擴頻碼供給部供給用于解擴處理的擴頻碼序列。相關值運算部計算接收信號保持部中保持的規定數的樣本的至少一部分樣本和供給的擴頻碼序列中至少一部分樣本所對應的擴頻碼之間的相關值。相關值運算部包括以每個對應的樣本和擴頻碼設置的多個代碼控制部、以及計算多個代碼控制部的輸出總和的加法部，多個代碼控制部的各個代碼控制部原樣輸出在對應的擴頻碼取得第1值時對應的樣本，將在對應的擴頻碼取得與第1值不同的第2值時對應的樣本的規定數的比特全部反向來輸出。
相關值運算部最好還包括校正部，該校正部在與至少一部分樣本對應的擴頻碼中，將取得第2值的代碼的個數作為校正值，與加法部算出的總和相加。
校正部最好包括計數部，該計數部在與至少一部分樣本對應的擴頻碼中，對取得第2值的代碼的個數進行計數，作為校正值來供給。
供給的擴頻碼序列最好是固定的擴頻碼序列，校正部包括保持部，該保持部在與至少一部分樣本對應的固定的擴頻碼中，將取得第2值的代碼的個數作為校正值預先保持。
如以上，根據本發明，可以簡化構成相關值運算部的多個代碼控制部的各個代碼控制部的結構，進而可以簡化數字匹配濾波器的結構。
而且根據本發明，通過對于相關值運算部的輸出進行集中校正，可簡化各代碼控制部的結構，并且可以獲得沒有誤差的相關值輸出。
圖1是表示采用本發明的數字匹配濾波器的數字無線通信的攜帶無線終端的整體結構的示意方框圖。
圖2是表示圖1所示的攜帶無線終端裝置中采用的本發明的實施例1的數字匹配濾波器的示意方框圖。
圖3是表示圖2所示的抽頭運算部16的結構方框圖。
圖4是表示圖1所示的攜帶無線終端中采用的本發明的實施例2的數字匹配濾波器的示意方框圖。
圖5A和圖5B是比較圖2所示的實施例1和圖4所示的實施例2的特性的圖。
圖6是表示以3GPP中規定的方式處理的P-SCH用的數字匹配濾波器31的結構方框圖。
圖7是將本發明的電路規模削減效果視覺表示的模式圖。
圖8是表示頻譜直接擴頻通信系統中的發送機和接收機的基本結構的示意方框圖。
圖9是表示現有的數字匹配濾波器的結構的示意方框圖。
圖10是表示圖9所示的擴頻碼保持部12的結構方框圖。
圖11是表示圖9所示的接收信號保持部13的結構方框圖。
圖12是表示圖9所示的抽頭運算部14的結構方框圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖詳細地說明本發明的實施例。再有，對于圖中相同或相當的部分附以相同標號并不重復其說明。
圖1是表示采用本發明的數字匹配濾波器的數字無線通信的攜帶無線終端的整體結構的示意方框圖。
圖1所示的攜帶無線終端大致由天線1、無線處理部2、基帶處理部3、話筒和揚聲器組成的話音輸入輸出裝置4、外部存儲器5、以及LCD和按鈕組成的顯示/輸入裝置6構成。
基帶處理部3包括調制解調器3a、信道編解碼器3b、DSP3c、CPU3d、內部存儲器3e、外部接口3f、以及內部總線3g。
天線1接收的、來自未圖示的基站的電波信號通過無線處理部2變換成基帶信號，提供給基帶處理部3。
在基帶處理部3中，接收信號由調制解調器3a進行解調，進而通過信道編解碼器3b進行解碼并提供給DSP3c。DSP3c對接收信號進行數據處理，驅動話音輸入輸出裝置4的揚聲器，將接收信號變換成話音。
另一方面，用話音輸入輸出裝置4的話筒輸入的話音由DSP3c進行數據處理，提供給信道編解碼器3b。信道編解碼器3b對提供的話音信號進行編碼并提供給調制解調器3a，調制解調器3a對提供的發送信號進行調制并提供給無線處理部2。無線處理部2對發送信號實施無線處理，經天線1向未圖示的基站發送。
再有，在調制解調器3a、信道編解碼器3b、及DSP3c中，通過內部總線3g，連接CPU3d、內部存儲器3e、外部接口3f。 CPU3d根據內部存儲器3e中存儲的程序來控制圖1的攜帶無線終端整體的操作。此外，外部接口3f具有作為外部存儲器5和顯示/輸入裝置6的接口功能。
圖2是表示圖1所示的攜帶無線終端中采用的本發明實施例1的數字匹配濾波器100的示意方框圖。再有，圖8所示的接收機65的解擴部66和解調部67一般構成圖1的攜帶無線終端的基帶處理部3的調制解調器3a內的接收系統調制解調器部(未圖示)，圖2所示的實施例的數字匹配濾波器100也包含該接收系統調制解調器部。
參照圖2，本發明實施例1的數字匹配濾波器100包括擴頻碼生成部11、擴頻碼保持部12、接收信號保持部13、抽頭運算部16、加法部17、以及校正值生成部18。
擴頻碼生成部11、擴頻碼保持部12、接收信號保持部13與參照圖9至圖11說明的現有的數字匹配濾波器10中的擴頻碼生成部11、擴頻碼保持部12、接收信號保持部13相同，所以這里不重復其說明。
將如圖10中相關聯說明的從擴頻碼保持部12輸出的擴頻碼(抽頭系數)C0、C1、…、Cn、以及如圖11中相關聯說明的從接收信號保持部13輸出的接收信號樣本(抽頭輸出)R0、R1、…、Rn提供給抽頭運算部16。
圖3是表示抽頭運算部16的結構方框圖。圖3所示的抽頭運算部16在以下方面不同于圖12所示的現有的數字匹配濾波器10的抽頭運算部14。
即，與圖12的抽頭運算部14同樣，圖3的抽頭運算部16也包括以每個對應的抽頭系數C和抽頭輸出R設置的多個(例如256個)代碼控制部16-0、16-1、…、16-n。
但是，構成圖3的抽頭運算部16的各代碼控制部包括反向器INV、以及選擇器SEL，不包含構成圖12的抽頭運算部14的各代碼控制部中包含的+1加法器ADD。即，在圖3的結構中，在各代碼控制部中，反向器INV的反向輸出直接提供給選擇器SEL的另一輸入。
因此，在圖3所示的各個代碼控制部16-0、16-1、…、16-n中，在對應的擴頻碼(抽頭系數)為1時，反向器INV反向后的6比特的接收信號樣本(抽頭輸出)不進行對其最低位比特的+1的相加(進位)，而作為乘法運算結果X0、X1、…、Xn輸出。
返回到圖2，本發明實施例1的數字匹配濾波器100設有從擴頻碼生成部11接收擴頻碼序列和控制信號的校正值生成部18。
該校正值生成部18由計數器構成，在從擴頻碼生成部11輸出的擴頻碼長度的擴頻碼序列中，對取得1的值的碼片的數目進行計數。即，在控制信號為0的期間中，校正值生成部18按每個碼片來觀測從擴頻碼生成部11供給的擴頻碼，對值為1的碼片數目進行計數。
然后，控制信號從0改變為1，在將擴頻碼長度的輸出已結束的情況通知校正值生成部18后，校正值生成部18結束計數動作，保持該計數值。此時的計數值變為例如256碼片的擴頻碼長度的擴頻碼序列中包含的值為1的碼片總數。
在擴頻碼長度的擴頻碼序列中，取得值為1的碼片數目在圖3的抽頭運算部16中是要反向的接收信號樣本(抽頭輸出)的數目。在圖3的抽頭運算部16中，對于要反向的抽頭輸出也不進行+1的加法運算，所以抽頭運算部16的輸出X0～Xn的總和從原來的值變為較少的只為要反向的抽頭輸出的數、即在擴頻碼長度中取得值為1的碼片數的值。
因此，將校正值生成部18的計數值作為校正值，除了獲得抽頭運算部16的輸出X0～Xn的總和以外，還可以將校正后的總和作為相關值輸出。
圖2的加法部17具有對于從抽頭運算部16輸出的乘法運算結果X0～Xn的總和相加校正值生成部18計數的校正值的功能。其結果，從加法部17供給校正了誤差的相關值輸出。
再有，作為擴頻碼序列，在始終使用唯一固定的擴頻碼序列的情況下，即在擴頻碼保持部12中保持的擴頻碼序列為固定的已知序列的情況下，可預先知道該擴頻碼序列中包含的值為1的碼片總數。因此，如果將該值作為校正值預先保持，在加法部17中形成相加抽頭運算部16的輸出X0～Xn的總和的結構，則不必設置由計數器構成的校正值生成部18。
如以上，根據本發明的實施例1，通過對于抽頭運算部的輸出總和進行集中的校正，從而在抽頭運算部中不必設置對每個抽頭輸出相加+1的電路，可以簡化數字匹配濾波器的電路結構。特別是在抽頭輸出的數目增加，在抽頭運算部中需要設置多個代碼控制部的情況下，本實施例更有效。
圖4是表示圖1所示的攜帶無線終端中采用的本發明實施例2的數字匹配濾波器200的示意方框圖。
圖4所示的實施例2的數字匹配濾波器200僅在以下方面與圖2所示的實施例1的數字匹配濾波器100有所不同。
即，在圖4所示的實施例2的數字匹配濾波器200中，省略在圖2所示的實施例1的數字匹配濾波器100中設置的校正值生成部18，在加法部中不進行校正值的加法運算。因此，作為加法部，可使用以往例的加法部15。對于除此以外的結構來說，由于在圖2和圖3中進行了相關聯說明，所以這里不重復說明。
在圖4所示的數字匹配濾波器200中，在抽頭運算部16中，如圖3所示，省略+1加法器ADD，不進行對于抽頭運算部16的輸出X0～Xn的總和的集中校正。因此，在來自加法部15的相關值輸出中，產生與抽頭系數中的值為1的碼片數對應的誤差。
但是，在數字匹配濾波器所要求的特性上，如果這樣的誤差在容許的范圍內，則通過省略圖2的校正值生成部18，可以進一步簡化數字匹配濾波器的結構。
圖5A是表示通過圖2的實施例1校正了相關值輸出情況下的相關值輸出的特性圖，圖5B是表示通過圖4的實施例2不校正相關值情況下的相關值輸出的特性圖。在各特性圖中，橫軸是以樣本數表示的時間軸，縱軸表示相關值輸出電平。
從兩者的比較中可理解，即使在不校正(圖5B)的情況下，也可以檢測相關值輸出的峰值。
如以上，根據本發明的實施例2，通過省略用計數器構成的校正值生成部18，可以進一步簡化數字匹配濾波器的結構。
但是，在3rd Generation Partnership Proect(3GPP)這樣的項目中正在推進下一代的移動通信系統的寬頻帶CDMA(Wide-Band Code Division MultipleAccess)方式的標準化。
圖6是表示以3GPP中規定的方式處理下行鏈路同步信道(P-SCHPrimarySynchronization Channel)用的數字匹配濾波器31的結構方框圖。
在圖2和圖4所示的實施例的數字匹配濾波器中，為了簡化說明，計算1系統的輸入接收信號的相關值輸出。
對此，在圖6的例中，在接收機的解擴部(圖8的66)中，P-SCH的接收信號被分成I相(同相分量)和Q相(正交分量)這兩個系統，對于這兩個系統分別使用圖2或圖4所示的本發明的數字匹配濾波器。
即，設置用于計算P-SCH的接收信號的I相分量和擴頻碼之間的相關值的數字匹配濾波器(I-DMF)31a，并設置用于計算P-SCH的接收信號的Q相分量和擴頻碼之間的相關值的數字匹配濾波器(Q-DMF)31b。
數字匹配濾波器31a和31b分別由圖2至圖4所示的本發明實施例的數字匹配濾波器100或200構成。數字匹配濾波器31a算出的接收信號的I相分量和擴頻碼之間的相關值被提供給功率加法器31c的一個輸入，數字匹配濾波器31b算出的接收信號的Q相分量和擴頻碼之間的相關值被提供給功率加法器31c的另一個輸入。功率加法器31c將I相分量和Q相分量的相關值進行集中并輸出。
例如，作為數字匹配濾波器31a和31b，說明使用圖2的實施例1的數字匹配濾波器100的情況。
在P-SCH中，作為擴頻碼，采用具有256碼片的擴頻碼長度的Golay代碼，在該Golay代碼中，256碼片中取得值為1的碼片有120個，取得值為0的碼片存在136個。即，校正值為120。
因此，在各個數字匹配濾波器31a和31b中，通過抽頭運算部16(圖2)原封不動地取出與擴頻碼(抽頭系數)0對應的接收信號樣本(抽頭輸出)，與1對應的擴頻碼在使所有比特反向后取出。通過加法部17(圖2)，計算這些取出后的抽頭輸出的總和，使校正值120與該總和相加。
圖7是將在圖6所示P-SCH用的數字匹配濾波器中采用本發明實施例1的數字匹配濾波器情況下的電路規模削減效果視覺表示的模式圖。圖7(a)表示采用以往例的數字匹配濾波器10(圖9)情況下的電路規模，圖7(b)表示采用本發明的數字匹配濾波器100(圖2)情況下的電路規模。
從圖7可知，與采用現有的數字匹配濾波器的情況相比，可理解在本發明的數字匹配濾波器中可實現電路規模的削減。
再有，在上述各實施例中，將本發明應用于擴頻碼(抽頭系數)為0時原封不動地輸出接收信號樣本(抽頭輸出)，而擴頻碼為1時將接收信號樣本進行極性反向的情況，但本發明不限定于這種情況，例如，不用說，本發明同樣也可以應用于擴頻碼(抽頭系數)為1時原封不動地輸出接收信號樣本(抽頭輸出)，而擴頻碼為0時將接收信號樣本進行極性反向的情況。
如以上，根據本發明，在構成抽頭運算部的多個代碼控制部的各個代碼控制部中，通過省略對于反向過的抽頭輸出進行+1的加法運算，可以簡化抽頭運算部的結構，進而可以簡化數字匹配濾波器的結構。
而且，根據本發明，通過求要相加在相關值輸出上的校正值并進行對于相關值輸出的集中校正，可以簡化各代碼控制部的結構，并且可以獲得沒有誤差的相關值輸出。
權利要求
1.一種數字匹配濾波器(100，200)，用于對在發送端實施擴頻處理的接收信號序列進行接收端的解擴處理，所述接收信號序列分別由規定數的比特組成的樣本構成，該數字匹配濾波器包括接收信號保持部(13)，將構成時序地輸入的所述接收信號序列的所述樣本依次保持規定數；擴頻碼供給部(11，12)，供給用于所述解擴處理的擴頻碼序列；以及相關值運算部(16、17、18、15)，計算所述接收信號保持部中保持的所述規定數的樣本的至少一部分樣本和所述供給的擴頻碼序列中所述至少一部分樣本所對應的擴頻碼之間的相關值；所述相關值運算部包括多個代碼控制部(16)，以每個對應的所述樣本和所述擴頻碼來設置；以及加法部(17，15)，計算所述多個代碼控制部的輸出的總和；所述多個代碼控制部的各個代碼控制部原樣輸出在對應的擴頻碼取得第1值時對應的樣本，將在對應的擴頻碼取得與所述第1值不同的第2值時對應的樣本的所述規定數的比特全部反向來輸出。
2.如權利要求1所述的數字匹配濾波器，其中，所述相關值運算部還包括校正部(18，17)，該校正部在與所述至少一部分樣本對應的擴頻碼中，將取得所述第2值的代碼的個數作為校正值，與所述加法部算出的所述總和相加。
3.如權利要求2所述的數字匹配濾波器，其中，所述校正部包括計數部(18)，該計數部在與所述至少一部分樣本對應的擴頻碼中，對取得所述第2值的代碼的個數進行計數，作為所述校正值來供給。
4.如權利要求2所述的數字匹配濾波器，其中，所述供給的擴頻碼序列是固定的擴頻碼序列，所述校正部包括保持部(17)，該保持部在與所述至少一部分樣本對應的所述固定的擴頻碼中，將取得所述第2值的代碼的個數作為所述校正值預先保持。
5.一種攜帶無線終端，用于數字無線通信，該攜帶無線終端包括接收系統調制解調器(3a)，對接收數字數據進行解調；以及信號處理裝置(3)，將所述接收系統調制解調器的接收信號進行處理并輸出；所述接收系統調制解調器包括用于對發送端實施擴頻處理的接收信號序列進行接收端的解擴處理的數字匹配濾波器(100，200)，所述接收信號序列分別由規定數的比特組成的樣本構成；所述數字匹配濾波器包括接收信號保持部(13)，將構成時序地輸入的所述接收信號序列的所述樣本依次保持規定數；擴頻碼供給部(11，12)，供給用于所述解擴處理的擴頻碼序列；以及相關值運算部(16、17、18、15)，計算所述接收信號保持部中保持的所述規定數的樣本的至少一部分樣本和所述供給的擴頻碼序列中所述至少一部分樣本所對應的擴頻碼之間的相關值；所述相關值運算部包括多個代碼控制部(16)，以每個對應的所述樣本和所述擴頻碼設置；以及加法部(17，15)，計算所述多個代碼控制部的輸出總和；所述多個代碼控制部的各個代碼控制部原樣輸出在對應的擴頻碼取得第1值時對應的樣本，將在對應的擴頻碼取得與所述第1值不同的第2值時對應的樣本的所述規定數的比特全部反向來輸出。
6.如權利要求5所述的攜帶無線終端，其中，所述相關值運算部還包括校正部(18，17)，該校正部在與所述至少一部分樣本對應的擴頻碼中，將取得所述第2值的代碼的個數作為校正值，與所述加法部算出的所述總和相加。
7.如權利要求6所述的攜帶無線終端，其中，所述校正部包括計數部(18)，該計數部在與所述至少一部分樣本對應的擴頻碼中，對取得所述第2值的代碼的個數進行計數，作為所述校正值來供給。
8.如權利要求6所述的攜帶無線終端，其中，所述供給的擴頻碼序列是固定的擴頻碼序列，所述校正部包括保持部(17)，該保持部在與所述至少一部分樣本對應的所述固定的擴頻碼中，將取得所述第2值的代碼的個數作為所述校正值預先保持。
全文摘要
數字匹配濾波器(100)包括擴頻碼生成部(11)、擴頻碼保持部(12)、接收信號保持部(13)、抽頭運算部(16)、加法部(17)、以及校正值生成部(18)。從接收信號保持部(13)將抽頭輸出提供給抽頭運算部(16)，從擴頻碼保持部(12)將抽頭系數提供給抽頭運算部(16)。在抽頭運算部(16)中，以每個對應的抽頭輸出和抽頭系數來設置代碼控制部，代碼控制部按照抽頭系數將對應的抽頭輸出反向或不反向輸出。將校正值生成部(18)生成的校正值與代碼控制部的輸出總和相加。由此校正相關值輸出的誤差。
文檔編號H04B1/707GK1400760SQ0214152
公開日2003年3月5日 申請日期2002年7月31日 優先權日2001年7月31日
發明者后藤章二 申請人:三洋電機株式會社