衛星/蜂窩雙模式終端的制作方法

專利名稱：衛星/蜂窩雙模式終端的制作方法
技術領域：
本發明涉及可以通過在陸基蜂窩系統或如果所在范圍內沒有陸基蜂窩系統的基站則通過在軌衛星工作的移動或便攜無線電話，和特別是涉及，當在各模式之間轉換時，用于選擇衛星信號格式以實現在無線電話中的各個部件的重復使用，從而降低成本的裝置。
背景技術：
一般，用于衛星通信的信號帶寬和信道間隔不同于用于蜂窩系統的信號帶寬。這種不同的一個原因是衛星通信受到熱噪聲的限制。從而，衛星通信利用較低的帶寬和編碼速率。另一方面，蜂窩通信是干擾受限的，適于使用較高的帶寬和速率。
例如，GSM蜂窩系統的信道間隔是200KHz，而INMARSAT-M衛星系統使用5KHz或10KHz的信道間隔。在后者的窄帶模式中，與前者的寬帶模式相比，對于移動終端或移動站來說，頻率和相位噪聲要嚴重的多。因此，在試圖為了經濟起見在終端中重復使用兩種模式的電路的過程中會出現許多困難。
援引在這里供參考的美國專利申請No.08/305780描述了一種裝備有新型的頻率綜合器電路的雙模式終端，該綜合器經濟地提供了窄帶衛星信道間隔以及GSM間隔兩者，同時滿足了在窄帶衛星模式中的嚴格噪聲要求和對于GSM跳頻模式的快速轉換要求。
可以找到其它經濟地在兩種模式之間重復使用某些部件的雙模式終端的在先的描述，例如，名稱為“多模式信號處理”的美國專利申請No.07/585910，該申請援引于此以資參考，該申請描述重復使用某些部件以交替地處理按照AMPS蜂窩標準的模擬FM信號或按照TIA標準IS54的數字蜂窩信號。
GSM標準揭示了通過不經常以相同比特速率的方式發送TDMA脈沖串，發送較低比特率的可能性。GSM標準描述了一種所謂“半速率”模式，其中脈沖串是以每16個時隙發送的，而不是每8個時隙。然而，在上行鏈路方向(移動站到基站)與下行鏈路方向(基站到移動站)使用相同格式，這種方法導致要求衛星系統中移動站的高峰值功率。
援引在這里作為參考的美國專利申請No.08/179954公開了一種非對稱TDMA格式，其中上行鏈路TDMA格式具有比相應的下行鏈路TDMA格式少的具有較多窄帶頻率信道可用性的時隙數量，因此降低了在移動終端中的峰值-平均功率比。然而，當實施公開在上述所援引的申請的發明時，終端不能與GSM蜂窩標準的上行鏈路波形相兼容。
發明概要現在描述具有按照已知的諸如GSM之類的數字蜂窩標準工作的裝置的便攜無線終端，這種裝置包括用于接收TDMA脈沖串和數字化脈沖串的接收射頻部件和用于解碼該脈沖串和重建話音或數據信號的信號處理部件。本發明的終端利用相同的接收機部件接收衛星TDMA脈沖串，該脈沖串最好是使用相同的比特速率和格式，但由于來自衛星的數字話音信號是以較低比特速率進行編碼的，所以較少出現。通過利用相應較窄的帶寬的發送頻率信道，該終端以接收比特速率的約數發送TDMA脈沖串一段相應較長的時間。以在終端上的發送和接收不相重疊和具有按照由補償環路傳播延遲的定時控制器確定的幾乎恒定的相對的定時關系這樣的方式，發送時隙和發送頻率信道的分配與接收頻率和時隙的分配被連系起來。
按照本發明的一個實施例，公開了一種利用時分多址和自適應發送及接收的傳送信息的方法。首先，來自TDMA發送裝置的信號脈沖串被發送到TDMA接收裝置，其中所述發送裝置編碼所述信息和利用至少在重復的TDMA幀周期中的多個時隙的兩個時隙中的一個發送被編碼的信息到所述接收裝置。所述兩個時隙都被接收，而無論是否所述發送裝置已利用所述一個時隙還是兩個時隙發送，以及把所接收的信號分類為預期的或非預期的。然后，被分類為預期的連續接收信號被組合到一個塊中用于解碼和解碼該塊來再生所述信息。
按照本發明的另外一個實施例，公開一種具有改善的發送機功率電平控制的TDMA通信設備。脈沖串接收裝置在重復TDMA幀周期的所分配的接收時隙中接收TDMA信號脈沖串并測量接收的信號的強度。脈沖串發送裝置在功率控制裝置的控制下，在重復TDMA幀周期的所分配的發送時隙中發送TDMA信號脈沖串。最后，發送功率控制裝置根據所述測量的接收信號強度計算補償傳輸路徑變化所需要的有效脈沖串發送功率電平和控制所述脈沖串發送裝置在每個所述TDMA幀周期的所述被分配的發送時隙中按照受控功率電平發送信號脈沖串。
附圖簡述對于本專業的技術人員，從下面的結合附圖的書面描述中，本發明的這些和其它的特點和優點將是顯而易見的，其中

圖1表示對于在世界范圍的個人衛星通信業務的頻率分配；圖2表示一種已知的GSM時分多址格式；圖3表示作為重復利用距離的函數的同信道載波/干擾；圖4表示每200KHz信道的時隙數；圖5表示按照本發明的一個實施例的8、16、24、和32時隙格式；圖6表示按照本發明的一個實施例的上行鏈路和下行鏈路之間的對應；圖7表示按照本發明的一個實施例的雙模式衛星/蜂窩終端；圖8表示按照本發明的一個實施例的用于衛星模式的脈沖串處理方法；圖9表示按照本發明的一個實施例的用于衛星到移動站傳輸的一個信道單元；圖10表示按照本發明的一個實施例的地面站；圖11表示按照本發明的一個實施例的用在蜂窩網絡中的宏分集；圖12表示按照本發明發一個實施例的在扇區邊緣的各個移動站的扇區分集；圖13表示按照本發明的一個實施例的使用自適應功率控制的終端；圖14表示按照本發明的一個實施例的一種偶/奇幀的同步器；圖15表示按照本發明的一個實施例的自適應TDMA格式編排；和圖16表示按照本發明的一個實施例的與自適應格式編排相關的基帶跳頻。
發明的詳細描述圖1表示與將要通過拍賣提供給新的陸基個人通信業務使用的新頻率的FCC建議比較的在世界區域R1、R2和R3內的個人衛星通信業務的頻率分配。可以看出，標注DEFG的PCS頻段與衛星PCS頻段相矛盾。但是，當前FCC具有放棄分配頻段DEFG給PCS的規劃，和已規劃的頻率拍賣被限制在標注以A、B和C的頻段。各分離的A、B和C組分別代表用于從移動站到基站和從基站到移動站的上行和下行鏈路頻段，和作為雙工間隔80MHz的間隔是公知的。
在上行和下行鏈路頻段之間，將在沒得到批準的和很大程度上未經管理的基礎上提供頻率。未經管理的頻段沒有預計的雙工間隔頻率和僅適合用于單工、半雙工或按鍵講話系統，或諸如數字歐洲無繩電話標準(DECT)之類的使用同頻時分雙工操作的各種系統。
衛星上行鏈路和下行鏈路頻段的雙工間隔看起來有些大。而這使小形、低損耗雙工器的結構容易實現，該雙工器將允許同時通過相同的天線發送和接收，雙工器仍然是最好通過使用時分雙工方法加以避免的部件，至少在便攜電話終端上是如此。避免這種高頻選擇性部件也便于接收機的構成，這種接收機將使用1930-1970MHz的PCS接收頻段以及PCS接收頻段。
本發明包括，但不限于此的在如圖1所示的各個頻段的雙模式PCS/PSC終端的結構。本發明可以可變地應用到雙模式終端，其中蜂窩頻段是在900MHz范圍，或者實際上其中衛星和蜂窩頻段位于任何頻率范圍。
在當前現有技術情況的衛星系統不能達到為上百萬個用戶服務的陸基蜂窩系統的容量。因此提供雙模式蜂窩衛星終端的一個目的是保證，使用高容量蜂窩系統的用戶無論在任何地方都是可以使用的，使得暫時在蜂窩覆蓋以外的用戶不得不利用有限的衛星容量。然而，衛星系統可以提供全球覆蓋，當用戶旅行到一個具有非兼容的蜂窩系統國家時，原則上可能出現轉移呼叫到衛星系統的情況。
實際上，衛星加載可以是由所謂“旅行商人”的用戶的類別控制的，這種用戶暫時在本國蜂窩系統以外，為此他的電話被設計得雖然是在一個非兼容的外國系統的蜂窩覆蓋區內，但也能進行工作。這些用戶仍然可以利用描述在這里的本發明的雙模式終端的衛星模式接受服務。
在歐洲，已經被分配的PCS頻段在頻率上略低于在美國的PCS頻段，并且雙工間隙與80MHz對照是95MHz。歐洲PCS系統是公知的DCS1800和使用900MHz GSM標準轉移到較高的頻段。
避免極端頻率選擇的雙工濾波器還容易實現工作在美國和歐洲PCS頻段終端的結構。因此，甚至可能設想一種在家庭中的工作在美國PCS系統和歐洲DCS1800系統兩者的PCS/PSC終端，因此更進一步地避免加載有限的衛星容量。出于管理上的原因，諸如對于服務的用戶的計費，這樣的終端可以設計成存儲高達三組預約數據，例如一種具有美國PCS系統操作員的預約、一種具有歐洲DCS1800或GSM系統操作員的預約、和全球衛星系統的預約。GSM標準描述了從外部向電話插入的“智能卡”中存儲包括加密和鑒別密鑰的預約信息的設施。本發明的一個實施例可以包括利用不僅包含電子方式讀入電話的可變預約信息的智能卡，而且還描述了可變化的模式，和因此當預約數據正在使用中時，電話的信號處理的信號波形將予以接受。然而為了用戶和零售方便，優選實施例采納包括電話號碼的相同的預約數據組和當用戶在各個系統之間漫游時保證該數據在所有系統中作為有效數據將被接受。
避免不必要地加載衛星系統實際上可以增加衛星操作員的收益，因為預約可以被出售和在沒有使系統飽和的風險下從大量用戶那里收集話費。當用戶的總的數量遠大于通過衛星系統同時進行呼叫的用戶數量時，預約的收益可以大大地超過呼叫話費。因此，并不需要收取那些暫時在蜂窩覆蓋范圍外和他們必須經衛星連接的用戶的額外費用。因此呼叫費用和計費可以仍然保持在某些水平上，不考慮該服務是用什么方式傳送的，即不考慮是經衛星還是經陸地網絡，使得衛星或陸基網絡的使用對用戶來說是完全透明的。
圖2表示使用在900MHz和1800MHz頻段兩者的GSM中的TDMA傳輸格式。超幀包括4×26TDMA幀。在每26個連續的TDMA幀中，前12個傳送話務信息。幀13是空閑的和可以被移動終端使用從鄰近基站讀識別數據。幀14-25傳送話務信息，和幀26傳送慢相關控制信道消息(SACCH)的四分之一。4個這樣的26幀的塊要求完成一個SACCH消息的傳送，同時每個26幀的組傳送代表6個、20ms話音聲碼器數據塊的話務數據。在一次叫做塊對角線交錯的處理中，代表一段話音波形的編碼數據的每個20ms的塊被擴展在8個連續的TDMA幀中。每8幀交錯的塊被半重疊和與每個相鄰的話音塊的4幀合并，以便利用具有從一個話音幀來的一半和從另一個話音幀來的一半的各個比特填充每個時隙。然后每個TDMA幀利用跳頻在不同的頻率上進行發送，獲得所謂干擾平均或干擾分集的特性。
持續大約4.615ms的每個TDMA幀20被分為8個時隙22。一個移動站信號僅利用每幀中的8個時隙的一個，和其它移動站利用其它時隙。圖1還表示在每個時隙中的各個數據符號的內部結構。公知的符號的26比特的同步碼字30位于該時隙的中心和用于確定該傳輸信道的特性和訓練一個均衡器以執行最佳解調。該同步碼字的任何一側分別放置兩個標志比特32和34。來自話音塊被交錯的8個連續幀的各個標志比特被多數組合形成一個是否該交錯的塊是話音，還是快速相關控制信道(FACCH)消息的指示。一個話音塊可能被挪用發送緊急FACCH消息，例如指示該移動站已經到達小區的邊緣和將被切換到一個鄰近的小區，和當一個塊已經被挪用于FACCH時，該標志比特指示給該電話。
在標志比特的兩側，分別有57比特的數據36和38，可能形成如上所述的話音塊或FACCH消息的一部分。114個比特的一半屬于一個話音或FACCH塊和另一半屬于一個鄰近交錯的塊。在每個時隙的端點，分別加上尾比特40和42。當對被延遲的回聲進行均衡時，該各尾比特周期被部分地用于結束均衡解調器的操作和部分地使發送機的功率將被平滑地向上和向下斜升，避免頻譜擴展到鄰近頻道。
因此，一個編碼的話音幀包括來自8個連續時隙的114個比特的一半，即每20ms 456比特或平均每秒22.8千比特。456比特的一部分代表以2∶1冗余度被發送的可感知的重要話音比特以防止差錯。為此目的使用比率1/2的卷積碼。在解碼以后，對這部分的比特的2∶1冗余度被去掉和然后解碼的比特率是平均13kb/s。話音聲碼器工作在13kb/s的速率，即使在諸如背景噪聲的非話音輸出的聲音的情況下，該速率也提供了良好的聲音質量。
通常，衛星系統犧牲了某些高質量聲碼器的優點，即，剛剛所描述的克服非話音背景噪聲的強健性能，以便減少所發送的信息速率和因此節約衛星和移動站的電池功率。對于與衛星通信來說功率是更為關鍵的，因為包含相當大的距離。通常，衛星通信系統可以使用在每秒4千比特下工作的話音聲碼器。當噪聲受限而不是干擾受限時，僅對一部分話音比特應用糾錯編碼是沒有優越性的，這樣比率1/2碼可以被應用到整個4kb/s，將其提高到8kb/s的編碼速率。這大約是GSM編碼信息速率的1/3。低比特速率可能利用相應較低的帶寬從衛星向移動站進行發送。然而這是不希望的，因為用于實現接收機帶寬的濾波器部件是很大的和高成本的，并且避免對于蜂窩帶寬和不同的衛星帶寬接收機濾波器的加倍是本發明的一個目的。
在另外一種情況下，利用相同帶寬但以含有少量比特的較短時隙，可能發送降低的衛星比特速率。然后，在TDMA幀中的時隙數量可能被增加以服務于其它移動站的通話。因此，每個通話所利用的能量降低了，這是利用較低速率聲碼器的目的。但含有少量信息比特的較短時隙是不希望的，因為同步碼字、標志比特和尾比特的額外開銷將會占有總信息通過量的較高比例，導致低效率和容量的損失。因此，本發明包括代之以每時隙發送相同的比特數，但是增加各個時隙之間的時間，以減少平均比特速率，即通過增加時隙數來增加TDMA幀周期。
在幀周期中增加時隙數的因子必須清楚地是一個小的整數。這個因子對原始的比特速率的影響和每200KHz載波包容信號的數量被表示在下表中因子幀長度原始比特速率(時隙) (kb/s)1 8 22.8(GSM)2 1611.4(GSM“半速率”)3 247.64 325.7隨著幀中時隙數的增加，可以看出系統的容量也被增加了。但這忽略了同信道干擾的影響。當提供低速編碼時，對干擾的容限也是較低的并且需要增加利用相同信道的各個移動站之間的距離，因此僅在稀疏的距離上允許頻率重復使用。這種折衷更為具體地描述在名稱為“具有改善頻率重復使用的蜂窩/衛星的通信系統”的美國專利申請No.08/179958中，該申請以其全文援引在這里以資參考。這種折衷被重復援引在這里，是為了說明如何選擇幀長度(各時隙)。
Clark和Cain“數字通信的糾錯編碼”給出對于1、3/4、2/3、1/2和1/3的6種卷積編碼速率的約束長度對于0.1％BER所要求的Eb/N0如下r 對于BER＝0.1％的Eb/No16.7db3/4 3.9db2/3 3.5db1/2 3.0db1/3 2.6db對于1/4和1/5的較低速率的值是通過外推方式估算的。這些數值是在沒有干擾的情況下的，如果同信道干擾出現在由載波對干擾比(C/I)所描述的水平上，則必須增加這些數值。在下表中給出要求分別增加Eb/No 0.5、1和3 db的C/I，以補償干擾所要求的C/I 0.5dB損耗 1.0dB損耗 3.0dB損耗BPSK QPSK BPSK QPSK BPSK QPSK編碼速率1(無) 17.2dB 20.2dB 13.716.79.712.73/4 13.216.210.913.96.99.92/3 12.215.28.7 11.74.77.71/2 10.513.57.0 10.03.06.01/3 8.3 11.34.8 7.8 0.83.81/4 6.8 9.8 3.3 6.3-0.72.31/5 5.7 8.7 2.2 5.2-1.81.2dB
可以看出，雖然對于一個規定的差錯率所需要的Eb/No以增加編碼來進行規劃，但是C/I的要求不斷地變得更放松，因為由于穩定地增加帶寬，編碼被增加了，因此當解碼時提供了一種增加的擴頻處理增益。
上述對于靜態信道的結果對于衰落信道是不利的。當存在著萊斯(Rician)或瑞利(Rayleigh)衰落時，平均Eb/No必須增加到靜態Eb/No要求以上，以保持相同的差錯率。但是，在衛星下行鏈路中，C/I比不呈現衰落，因為I和C分量兩者在精確的相同信道到達一個給定的移動站和由精確相等量衰落。因此，當Eb/No衰落10db時，C/I并不下降10db，而仍保持原來的值。因為當Eb/No衰落大大地低于其平均值時，大多數的差錯出現，所以在該點上附加的10db的C/I的影響不那么重要。
返回到幀長度因子等于1、2、3或4的選擇上來，當給定的4kb未編碼的話音比特速率將被傳輸時，這些數等于大約4/22.8＝1/5近似值的編碼速率；4/11.4＝1/3近似值；4/7.6＝1/2近似值；和4/5.7＝速率2/3的近似值。
因此從上面的表中可以看出，在靜態高斯噪聲信道中利用QPSK調制，對于Eb/No的功率預算低于0.5db的惡化所需的C/I將被近似地表示在下表中以時隙的 對于QPSK和＜0.5dB 對于IM＝-20dB 對于-20dB IM和幀長度Eb/No損耗的C/I 的C/I -16dB鄰近信道的C/I8 8.7 9.1 10.0116 11.3 12.014.0924 13.5 14.620.232 15.2 16.6未滿足以時隙的對于QPSK和＜0.5dB 對于IM＝-20dB 對于-20dB IM和幀長度 Eb/No損耗的C/I 的C/I -16dB鄰近信道的C/I8 5.2 5.355.716 7.8 8.078.824 10.0 10.46 11.932 11.7 12.414.9
因此，可以看出，時隙數的增加，雖然使容量增加，但也增加了C/I的要求，這意味著必須保持各個同信道用戶之間較大的距離，從而降低了每MHz通話的區域密度。
另外的同信道干擾源是在衛星發送機的功率放大器中的互調(IM)。互調可以被減少，但是僅在損失從昂貴的太陽能電池產生的直流功率到射頻通信功率的功率變換效率的情況下實現的。在名稱為“浪費能量的控制和功率放大器的管理”的美國專利申請No.08/179947中公開了利用IM減少的技術，該技術援引在這里供參考，在0db輸入補償下，可能獲得-20db的互調，為此意味著，在瞬時信號電平等于ms值時，發送機的功率放大器已經飽和。當出現-20db的互調時，在上表的倒數第二列指示所需的C/I。
另外的干擾源是鄰近信道干擾。GSM調制是利用具有0.3BT積的高斯濾波器的高斯濾波最小頻移鍵控(GMSK)，其中BT是-3db帶寬B與比特周期T的積。在GSM規范中對此有詳細的描述。GMSK(BT＝0.3)調制使在+/-200KHz以遠的鄰近信道中的能量低于主瓣能量約18-20db。只要該衛星輻射的鄰近信道信號與在其間的所希望的信號在相同功率電平上，來自兩個鄰近信道的干擾之和相對于所希望的信號將在-15和-17dB之間。利用-16db的中間值，在上表的最后一列給出對于-20db的PA互調和-16db的總鄰近信道干擾所需的同信道C/I。這表示由于不充分的編碼，對于Eb/No性能的僅0.5db的損耗，32時隙的選擇不再滿足所要求的信號質量。第二個表表示對于Eb/No性能的1db損耗所需要的C/I，表示出32時隙原則上還是可以接受的。
實際上，存在著減輕干擾影響的兩個因素(1)已經描述過的同信道C/I不隨著衰落變化的事實；和(2)不連續傳輸的使用，這意味著同信道和鄰近信道干擾信號的一半是暫時靜音的。
然而，相對于上述各減輕因素，鄰近信道干擾是與所希望的信號處于相同的電平的假設可能不是真實的。人們希望在衛星或蜂窩系統中使用自動功率控制，僅對那些暫時處于不利狀態的移動站進行附加功率控制和減少那些處于有利情形的移動站的功率。以這種方式，通過平均傳播加上衰落損耗以及不是在最壞的情況下，確定由所支持的鏈路數除的總下行鏈路功率。功率控制算法可以對鄰近信道信號獨立地進行操作，使得在使希望的信號功率正在減少的同時，鄰近信道信號增加。為了允許鄰近信道信號具有高于所希望的信號10db的功率，希望調制的擴頻被減少和鄰近信道能量被從-18db到-20db范圍減少到-28db到-30db范圍。
利用GMSK使得從其產生的鄰近信道能量是一種恒定幅度調制。對于從移動電話傳輸而言，恒定幅度調制是優選的，因為與非恒定包絡或線性發送機相比，恒定包絡發送機是比較簡單的和更有效的。然而在衛星下行鏈路中利用線性調制是不存在缺點的，因為在任何情況下，有源相控陣衛星轉發器都適合于處理多信號，這些信號合成具有可變幅度的和。在GSM移動電話中的接收機更加正常地適合于處理所接收的信號，就象它是一個線性調制信號一樣。這種對線性調制信號的GMSK近似簡化了接收機的設計，同時僅產生一個在蜂窩系統中不重要的Eb/No性能的小的損耗。對于衛星的下行鏈路使用線性調制，對于這種情況GSM移動電話接收機是最適合的，因此與傳輸GMSK相比將改善接收機的性能，以及減少鄰近信道的能量。與GSM接收機相兼容的線性調制是一種交錯正交相移鍵控(OQPSK)。這種調制是通過施加代表偶數數據比特的正或負向信號脈沖到一個濾波器信道(I信道)，交替地施加代表奇數數據比特的信號脈沖到第二濾波器信道(Q信道)產生的。然后，I和Q信道的濾波輸出被分別用乘法調制余弦和正弦載波，然后這兩個信號進行相加形成OQPSK信號。因此濾波器的特性確定了傳輸的頻譜。GSM利用由0.3BT積限定的高斯濾波器形狀。這限制了帶寬和產生某些符號間干擾，這些仍然被均衡接收機進行補償。例如，減少BT積到0.25，以引入更大符號間干擾(ISI)為代價，改善鄰近信道能量的抑制。在均衡器需要保留其處理由于在陸地移動無線傳播環境中從山丘、高大建筑物等反射引起的各種延遲回波而產生的ISI的能力的GSM系統中這將是不希望。但是，衛星-移動站的傳播路徑蒙受較少這種延遲回波的損害，因為這樣的路徑更接近視線。因此，衛星傳輸的鄰近信道抑制也可以通過更多的濾波予以改善，諸如通過降低高斯預調制濾波器的BT積，以及通過利用GMSK兼容的線性調制，這兩種技術是完全與現存的GSM移動電話接收技術兼容的。
盡管如此，由于動態功率控制的操作，這僅僅減輕了潛在地高于所希望的信號的鄰近信道功率的影響，使得在上表中的假設是有效的。結果說明在32時隙情況中編碼的容量在一定程度上是不夠的，這對于采用32時隙格式作為一種并且是唯一的可用波形來說是潛在問題。
為了實現對于不同編碼量所要求的同信道C/I值，重復使用相同信道的各個移動站必須在地域上充分隔離。上述的已被援引在這里供參考的申請披露了如何使各個移動站分為滿足同信道工作的間隔要求的一些組。較大C/I的值要求較大的間隔，這導致降低每單位面積頻率使用的容量。因為將來對于規定頻譜數量使用權的基本金額可以進行拍賣，降低為所買的每個頻率服務的容量從經濟角度上是不希望的。但是，在規定的頻譜數量上所提供的容量取決于實現所要求的C/I需要的重復使用距離的組合，和由每個信號所占用的帶寬，和隨編碼量相反地變化的C/I要求和帶寬變化兩者。對于實現規定的C/I的重復使用距離通過使用大的具有精密角度分辨率的天線陣可以被壓縮，但是這增加了衛星的成本和因此在恒定天線孔徑的基礎上需要作出不同選擇的比較。
從其它天線波束或方向由同信道干擾產生的C/I是天線方向圖側瓣特性的函數。這些側瓣和因此從鄰近波束來的干擾可以通過使天線陣的功率輪廓變尖銳而減少。但是與均勻照射比較，尖銳的照射減少天線的孔徑效率和因此減少增益。再者，大型相控陣的側瓣水平可以很大程度上取決于相位和幅度容限，最好是如描述在上述專利申請中那樣進行自適應控制。具有非自適應控制的優選相位和幅度匹配和均勻孔徑照射的同信道C/I作為重復使用距離的函數示于圖3。該距離是按照主輻射瓣的-3db直徑給出的。
根據圖3分別作為時隙數(編碼數量)的函數的0.5和1dbC/I損耗的間隔距離必須大于下列值8時隙 16時隙 24時隙32時隙0.5db損耗1.09D1.2-1.9D 2.05D 3.3D1.0db損耗 D 1.07D1.13-1.8D 1.95D
容量(每D2每200KHz的信道)0.5dbC/I損耗 6.74.4-11 5.7 2.91.0dbC/I損耗8 147.4-18.8 8.4對于16-時隙(0.5dbC/I損耗)和24時隙(1.0dbC/I損耗)情況的不確定性是由于最有利地依靠了因DTX造成的3dbC/I的增加和由于頻率重復使用間隔的不規則性在C/I對距離間隔曲線中各峰值將被侵蝕的不利假設，或由天線陣的輻射圖沒有清楚地在其側瓣圖形表示出各個零點。自適應陣列信號處理的使用試圖產生較高的指數，而非自適應陣列處理試圖產生較低的指數。
這些容量估算的概括繪在圖4上。清楚地看出，以朝偏向較小數對16或24的選擇，導致對規定的功率效率的影響的最大的頻譜效率。當與比率1/2編碼(24時隙情況)相反使用比率1/3編碼(16時隙情況)中考慮采用額外的0.4dB的編碼增益時，由于C/I引起的具有1dB惡化的16時隙情況的功率效率等效于具有0.5db惡化的24時隙的情況。但是，對這兩種情況的容量估算對于16和24時隙分別是14和6。這強化了少些時隙和多些編碼的爭論，即，16時隙的選擇。因此，從功率和頻帶效率的觀點來看，所謂GSM半速率TDMA格式已經被論證為接近于衛星通信波形的最佳選擇，雖然它以與GSM標準設想的不同的方式被用在本發明中。半速率TDMA格式被用在GSM中發送信息速率的一半，而該格式被用在本發明中以兩倍之多的編碼發送信息速率的1/4。這容易構成雙模式衛星/蜂窩終端和展示在衛星模式中恢復GSM半信息速率話音聲碼器的可能性，以便當鏈路范圍允許時獲得較高質量的衛星通信，當需要時返回到4kb聲碼器以便當信號電平變為臨界值時保持鏈路。
該選擇還易于偶爾地利用約2/3編碼速率代替1/3編碼速率在標定的16時隙幀中只發送所分配的各時隙的每個交替的時隙，即，當條件允許時采用32時隙幀。另外的選擇是交替地從第一和第二衛星以16時隙幀發送分配的時隙，獲得如在名稱為“衛星分集”的美國專利申請NO.08/354904所描述的路徑分集，該申請援引在此以資參考。由每個衛星發送的比特最好將被選擇為每個構成比率2/3編碼，使得當信號質量允許時，任意單獨的信號可能被有效地解碼，而當任何一個單獨的信號質量不能滿足時，按照比率1/3編碼兩個信號結合起來進行解碼。當來自每個衛星的信號獨立衰落時，按照這個技術的衛星分集提供了一種改善的性能，如由于用戶轉過頭和屏蔽來自一個衛星的信號但不屏蔽另一個衛星的信號可能發生的。作為最后的選擇，當信號質量允許時，注意利用2/3比率編碼和僅利用每個第32時隙接收信息的能力，這種模式在某些非均勻話務分配是有用的，當鄰近小區為輕負荷時，以便增加在某些小區中的峰容量。當由于在其它小區中低的話務需求，那些小區不需要利用相同頻率信道時，C/I被改善為允許滿足比率2/3編碼和32時隙格式的需要，因此加倍了在具有高話務需求的小區中的容量。按照本發明的一個方面，例如衛星系統在未預先警告移動電話變化的情況下，在任何時間和甚至在動態的情況下，可以選擇利用比率2/3編碼的每第32時隙的信息的傳輸，或利用兩倍之高編碼速率的每第16時隙的信息傳輸。按照本發明，移動站一直接收每第16時隙，但當該時隙包含預定信息和如果未標注作為刪除的丟失比特或在糾錯解碼器的輸入的零質量值時進行確定。例如，該系統可以指示何時在一個時隙中所傳輸的信息不預定用于一個特定的電話，而按照圖2利用嵌入TDMA脈沖串中的不同同步碼字模式用于另一個電話。不同的同步碼字最好是選擇為正交模式以容易鑒別。甚至當出現分別利用奇數和偶數16時隙幀的兩部電話的兩個通話時，即，每個移動站使用每個與另一移動站相交錯的第32時隙，當一個講話者暫時不講話，占用時間的一半(DTX)時，另一移動站可以在每第16時隙進行發送，因此對于兩個移動站的至少一半時間提供了加倍的編碼保護。
圖5表示TDMA幀結構，當利用8、16、24或32時隙幀時該結構被構成。在16時隙TDMA幀的情況下，還需要提供16個獨立的SACCH消息傳送。這是由消除空閑幀(13)和代之以形成雙倍長度SACCH幀實現的。該空閑幀不再需要，因為即使接收機必須不遺落話務數據地交替掃描各個信道，與GSM的8時隙格式比較，16時隙格式提供在每TDMA幀中的空閑時間的原來的8個時隙周期的一個，因此如果需要的話，在該格式中足夠的備用時間用于掃描其它信號。
SACCH幀也被變為16時隙，與話音幀一致起來，因為這給出比傳送在8時隙結構的原來空閑幀位置上的附加8個SACCH消息更規范的結構。該16時隙幀結構還提供了6、20ms的話音幀或對于所有信道具有相同交錯模式的數據的每120ms結構重復周期的3、40ms的話音幀。不幸的是，這種想要的特性難于具有24幀的格式。當3個8時隙幀被組合在一起形成24時隙TDMA幀時，每120ms結構周期的24時隙幀數變為8。但是，6、20ms話音幀或3、40ms話音幀必須跨越8個TDMA幀被交錯。因為8不能被3除，對于所有話音幀不能利用相同的交錯模式。平均來說，在24時隙格式中的TDMA脈沖串必須含有一個20ms話音幀的3/4，這樣要求1和1/3脈沖串包容整個話音幀。交錯模式可以作成規范的，即對于所有話音幀和信道是相同的，僅通過增加交錯延遲來分隔3個TDMA脈沖串的倍數，即24，這是不希望的，因為附帶增加了話音的延遲，或通過從20或40ms到15ms或30ms改變聲碼器分析幀周期，使得120ms結構周期含有8或4個聲碼器幀，這些幀以規范的方式可以被分配在8個TDMA幀之間。因為大多數可用的聲碼器工作在20或40ms的幀，15ms或30ms聲碼器幀不是優選的選擇。
圖5也表示一種32時隙的幀結構。這并不是從帶寬效率角度需要試圖支持32個獨立的用戶，因為那將要求32個獨立的SACCH消息信道。而這又要求該結構周期增加到240ms，以便在原來的GSM幀周期的每52時隙中獲得32時隙SACCH幀。這并不是一個優選的方案，因為它在必須通過一個延遲緩沖器進行橋接的話音傳輸中引入16ms的間斷，因此增加了額外的話音延遲。當信號質量允許時，32時隙TDMA結構首先試圖被視為每第二幀的在16時隙TDMA幀中所分配的脈沖串的傳輸，以便從衛星功率利用的角度適應更多的用戶。這些并不在一個波束中發送的時隙可加以選擇，與被在周圍的各個波束的一半和在該相同波束的兩個相鄰信道進行發送的那些時隙相重合，因此改善了C/I。換言之，在相同的波束的各個交替頻率信道交替地發送各個16時隙幀的各個幀，同時在第二波束中的各個同信道在對應于第一波束中發送的相鄰信道的各個時隙中進行發送。當話務分配不平均時，如果32時隙結構的優點是將被用于改善在各重負荷小區中的容量，如上所述，通過利用在消息主體中的奇/偶指示符，SACCH消息可以被尋址到在交替幀中的共享相同信道的一個或另一個移動站。
1/3比率碼可以被按照2/6比率碼構成，該碼對于每輸入的兩個信息比特產生6個編碼比特。另外，該6個編碼比特可以通過在兩個連續TDMA幀之間進行交錯被分配，使得每6個中的3個出現在兩個幀中和當僅利用交替各個幀時組成良好的2/3比率碼，并且這可以被視為穿孔的2/6比率碼。穿孔的2/6比率碼中，如果6個編碼的比特被標以P1、P2，…P6，不需要使P1、P2、P3被分配給一個脈沖串和P4、P5、P6被分配給每個信息比特對的下一個脈沖串，但例如可以意味著，與對于奇數數據比特對的P4、P5、P6一起，轉移到編碼器的對于偶數數據比特對的編碼的比特P1、P2、P3被分配給相同的脈沖串。這保證由移動站接收的無論奇數還是偶數TDMA幀都獲得相似的2/3比率碼的性能，因為在兩種情況下所有6個編碼多項式以等量的方式進行使用。利用P1被分配給對于偶數數據比特的偶數TDMA幀和P2、P3被分配給對于偶數比特的奇數幀，或者反之，還可以使用穿孔的1/3比率碼。這也保證無論僅奇數幀還是偶數幀被接收到都得到相似性能。
當使用16時隙格式和從不同衛星發送各個交替幀時，各幀可以在也可以不在相同頻率上進行發送。GSM格式包括足夠的保護時間，允許頻率綜合器在偶數幀和奇數幀之間改變頻率，以便構成跳頻系統。因此，通過從一個衛星在頻率f0、f2、f4、…發送偶數幀和在其間從另一個衛星在頻率f1、f3、f5、…發送奇數幀，可以提供衛星分集。
當僅一個衛星可以利用時，按照鏈路界限和需要的編碼增益，它可以僅發送偶數脈沖串，僅發送奇數脈沖串，或者兩者。當僅發送偶數脈沖串時，奇數脈沖串可以被用于另外16個移動站和正在使用中的32時隙TDMA系統。在任何雙工通話中，由于另一方講話，平均一半的時間一方靜音。因此，即使不同的移動站分別使用一個偶數時隙和一個對應的奇數時隙，當移動站之一的話音暫時靜音時，對于平均一半的時間，兩個時隙都可以用于發送到每個移動站。再有，利用對于奇數和偶數幀的獨立跳頻，可以使得對應于分配給一個特定移動站的偶數時隙的奇數時隙并不總是與相同其它移動站相關連。因此，從幀到幀的對應時隙靜音的概率和因此有效提高傳輸是一個隨機的50％。這是對前面的利用DTX的描述的改善，使得每個移動站得益于其它移動站的一半靜音時間，因為當使用以本發明的方式的跳頻時，兩者都正在講話和兩者都不能從接收的每個幀得益時的周期不是持續的周期。
按照本發明的這個方面，一個移動站被分配在TDMA信號結構中的每32個時隙中的第一時隙，在該時隙將始終給予該移動站接收信息的優先權，以及如果由含在其中的指示符予以指示，它也可以在一個第二時隙接收信息。第二移動站被給予在第二時隙接收信息的優先權，同時當第一移動站由于在該方向被暫時靜音不需要優先權時，也可利用上述第一時隙接收信息。另外，信息在其上被發送或可能發送到一個特定的移動站的頻率是借助于跳頻序列發生器每16個時隙進行改變，使得以上述方式配對的兩個移動站不總是相同的兩個移動站，而是從一幀到另一幀相互偽隨機地配對。
利用本發明的上述方面，移動站的接收機不能預測是否每第16個時隙將含有預期的信息，或者每第32個時隙將含有預期的信息。從而，該移動站接收奇數和偶數時隙兩者和檢查一個識別符，以確定是否該時隙被識別為其預期的信息，或者為不同移動站的預期信息。GSM格式包括在時隙的中間的26個比特同步字，對于一個預期的移動站該同步字總是相同的比特模式。可以在該時隙發送的其它移動站可以被分配以最好正交于預期同步字的不同的同步字，以便它們的預期信息可以被容易鑒別。
GSM標準披露了利用在8幀64時隙間隔范圍內的每個第8時隙代表在整個8個全速率幀中20ms話音段的話音數據的交錯塊。各個話音塊在這個間隔內以在第一個4幀的前一半數據塊和在第二個4幀的后一半數據塊以對角線方式進行交錯。
在16時隙的幀格式中，相同交錯周期僅包括各個較長幀的4個，其中這些幀的兩個是上面討論的偶數幀和兩個是奇數幀。取決于另一個移動站的信號是靜音還是不靜音，每個幀可以包含或可以不包含用于相同移動站的數據。因此，每個移動站接收奇數和偶數幀時隙，移動站確定是否該時隙含有用于它的數據。被認為含有預期數據的各時隙被解調，以得到各個編碼的比特。這些編碼的比特是“軟判決”形式的，包含了關于該比特的信號噪聲比的質量信息。對應于認為未包含預期信息的未接收的比特被給予對應于符號刪除的質量或為零值的軟判決值。具有刪除指示的各比特是所述已經被穿孔的比特和通過在其解碼處理中不包括穿孔或刪除碼比特，后續的糾錯解碼可以節約資源。在去交錯后，在鄰近塊中原來被穿孔的各比特由于整個時隙為非預期的被分散在非零質量各比特之間，從而糾錯解碼器在任何編碼數據部分中接收許多好的比特，因此使其解碼信息。在任何話音塊中，兩個時隙將確定地含有每2個信息比特給出3個編碼比特的有效數據，即對于4個信息比特給出6個編碼比特，同時其它兩個時隙的一半也將含有預期的數據，給出平均代表相同4個數據比特的另外3個比特。因此，獲得的平均編碼率是每4個數據比特9個編碼比特，或者優于1/2比率編碼。當所有4個連續時隙都被發向相同的移動站時，獲得的最少的編碼是比率2/3，同時獲得最多的編碼是比率1/3。從一個話音幀到另一個話音幀在2/3編碼率、1/2編碼率和1/3編碼率之間的隨機變化是不重要的，因為可察覺的話音質量是與平均話音塊差錯率，通常叫做幀刪除率(FER)有關。話音塊的正確解碼可以通過包括在塊中的循環冗余校驗碼進行檢查。已被錯誤地解碼的借助于CRC碼檢測的各塊稱為刪除。一個代表20ms話音波形段的刪除塊通過利用一個事先正確接收的聲音段進行取代，防止引起在耳機中的擾動削波或噪聲脈沖串。這種“壞幀取代”技術被公開在英國專利N0.2103052和美國專利No.4532636中，援引于此以資參考。適合通過數字參數組代表各話音段的各種話音編碼器的變化，通過一般的術語“參數插入”也可得知。參數插入可以被用于由于差錯在丟失的話音幀中進行橋接，當FER為5％或更低時，對于電話呼叫認為可以獲得可接受的話音質量。因此，與僅發送32時隙格式比較，給一些幀提供比其它幀更多的編碼和能量減小了FER，并且因此允許質量標準將被滿足，即使相同數量的移動站已被容納在頻譜中，好象32格式已被永久地使用一樣。
上述技術通過利用不連續傳輸(DTX)在利用增加對平均每個信號的編碼量的同時，在相同帶寬中容納兩倍之多的用戶，改善了頻譜利用效率。可以總是利用DTX通過簡單地驅動衛星轉發器3db接近于飽和，補償信號的一半被靜音，提供3db功率效率。通過這種方式，有效信號在平均功率上被粗略地加倍。
現在將注意力轉到對應的上行鏈路格式。當聲碼器的比特速率被降低時，不希望增加在TDMA幀上行鏈路中的時隙數，因為這增加了移動電話發送機的峰值-平均值比。便攜式電池工作的電話受到峰值電流以及平均電流的限制，由于電池的內阻，平均電流可以被有效地從電池汲取，增加了電池的壽命。因此，對于上行鏈路的最好解決辦法是減少傳輸的帶寬或利用更多的編碼，在兩種情況下目的都是避免增加峰值-平均值功率比。正如在下行鏈路的情況已經看到的那樣，通過利用冗余編碼增加帶寬，不必引起頻譜效率和容量的損失，但是由于頻率重復使用距離的下降，有相反的效果。
圖6表示當利用披露在美國專利申請No.08/179954的發明和上行鏈路包括與一個200KHz下行鏈路信道中的16個時隙1∶1關系的4個50KHz信道的每個中的4個時隙時，上行和下行鏈路之間各頻率和時隙的對應關系。所援引的發明提供了在對所有信道發送和接收之間的標稱恒定時間雙工分隔，對于簡化移動電話的設計和工作是有用的。
正如交替的32時隙和16時隙的工作模式可以動態地在下行鏈路中進行混合那樣，本發明包括對應的在上行鏈路中的交替的8和4時隙模式。由移動站激發和動態選擇，在每第4個上行鏈路時隙或每第8個上行鏈路時隙的發送是與利用在下行鏈路32時隙或16時隙格式的系統的激發不同的。當功率受到限制和帶寬不受限制時，系統選擇在16時隙格式上發送，因為16時隙格式包含更多的編碼和因此有更高的功率效率。因此，如果利用16時隙模式，則衛星的多載波功率放大器需要分配其總功率的較小比例給一個特定的移動站。
相反，當在8時隙格式而不是在4時隙格式進行發送時，移動單元節約功率，因為它利用較高功率在一半時間以更高的效率，而不是以較低功率在兩倍的時間上進行發送。因為移動站沒有多載波功率放大器，它的發送機實現在全功率上的最大效率。在這種操作模式中，移動單元被分配每個第4上行鏈路時隙，但是可以進行選擇，有時可以忽略交替時隙發送和因此采用8時隙格式，或實際上如果講話人暫時靜音(DTX)，在所有的時隙上不發送，因此節約了許多功率。然而，不考慮話音的活動性，SACCH幀始終在上行和下行鏈路兩者上進行發送，以便保持鏈路的同步。移動站還能以全功率或多個逐漸降低的功率電平之一進行發送，作為進一步節電的措施，因為電池充電之間的“講話時間”對用戶是最感興趣的。
功率電平的選擇和4或8時隙上行鏈路模式的使用是由移動站利用功率控制算法實現的。優選的功率控制算法包括由以下方程定義的開環和閉環單元有效發送功率電平＝常數-接收的信號強度應知道，所有的量都按對數分貝標定。例如，如果最大有效可用發送功率電平是0.5瓦(+27dbm)，和最小可譯碼信號強度是-112dbm，上述方程可以讀為有效發送功率(dbm)＝(-85)-接收的信號強度(dbm)可以證明，當接收的信號強度在-112dbm的最低可用值時，上述方程設置有效發送機功率在+27dbm的最大值。這是基于當下行鏈路的路徑是臨界的時上行鏈路路徑也是臨界的因此要求最大的發送機功率的有根據的假設。上述功率控制算法的閉環單元包括允許經由一個陸地基站或衛星中繼站控制由該移動站利用的非上面所用的示例性的-85的恒定值的固定網絡。例如，若該網絡控制它分配向移動終端發送的功率電平，則在該移動站接收的信號強度隨所分配的下行鏈路功率電平而變化，即使下行鏈路傳播路徑具有恒定的衰減。因此，例如固定網絡應當時時地借助于SACCH消息功能，取決于為該移動站發送的下行鏈路功率平均電平，命令該移動站使用不同的恒定值。對比較慢的SACCH機制用于執行閉環功率控制的可供選擇或附加的方法，可以使用較快的反饋方法，該方法分配發送數據的一個比特向該移動站表示它將升高或下降它的發送機功率一個規定量，例如增加或降低恒定值。然而，考慮到衛星系統中的傳播延遲，優于使用SACCH的速度優點可能不太大。
可以使用另一種功率控制系統，該系統給移動單元提供對在上行鏈路和下行鏈路上使用的功率的更多的控制。通常，系統操作員不希望把控制交給移動單元。但是，在計費率可根據衛星功率消耗進行調整的衛星通信的情況下，不合理使用的潛在問題可少些麻煩。在任何的正常實踐情況下，移動單元利用SACCH消息功能報告它最近在下行鏈路接收到的信號質量或強度。網絡站通過衛星從所有激活的移動站接收延遲的信息和然后重新分配下行鏈路的功率，以試圖根據所報告的信號質量均衡其接收的信號的質量。
通過使網絡利用的算法根據所報告的信號質量指定下行鏈路功率為一個確定的或可預測的功率，移動站在發送信號強度報告后能夠提前預測網絡將在一些未來的通過到達和來自衛星和地面網絡的環路傳播延遲的延遲幀中在下行鏈路分配多大功率給該移動站。因此，移動站可以自己調整恒定值，以補償在下行鏈路的功率上的未來變化。
不管使用上述各種功率控制算法的哪一種，所要求的發送功率首先在移動終端的控制處理器中被確定為一個數字值。然后計算的功率電平被用于命令占空因數(4或8時隙模式)和該移動站發送機的脈沖串功率電平。如果要求最大功率電平，若網絡已經事先指示該移動站可以在每第4時隙發送，則移動站利用在最大脈沖串功率上的4時隙模式。否則，在最大脈沖串功率上利用8時隙模式。
對于最大和低于最大3db之間的各功率電平，4時隙模式也可以利用降低達3db的功率電平。對于3db功率電平或低于最大更多的功率電平，8時隙被用于全脈沖串功率(對應于全功率-3db要求的功率)或者低于全功率情況下。作為一種可替代的方案，移動站可以在發送4時隙和8時隙模式之間交替進行，取決于在前面的下行鏈路脈沖串中接收的下行鏈路信號質量有效地在逐幀的基礎上判決它是還將在每8時隙中的第二時隙還是僅在8時隙的一個時隙上進行發送。
因此，可以看出，優選的功率控制方法是使用1/4和1/8之間變化的占空因數，實現最高3db的功率控制范圍，因為在發送脈沖串期間保持發送機處于其全功率狀態的最高效率的同時，這種方法得以實現。當需要更低于3dB的功率下降時，優選的方法是使該移動站在最高和最有效的脈沖串功率電平但以較低或最低的可用占空因數進行發送。在衛星或蜂窩系統中，必須可得到很大的鏈路容限，以克服取決于移動站的位置或移動能夠發生的衰落和陰影，但是不能在所有的時間要求最大容限。如上所述的動態功率控制使得移動單元實現可觀的平均節電，但僅當需要時利用高功率或一種占空因數。
作為上行鏈路功率控制手段的1/8或1/4的占空因數的利用不同于它利用在帶寬限制小區中的加倍容量。然而，只要系統不時地向一個移動站指示它將采取哪種模式，諸如在呼叫建立時或而后在呼叫期間利用SACCH或FACCH消息或其它機制，兩種模式可以被用在相同的系統中。例如，在位于重負荷小區的各移動站可以被網絡分割為不管什么原因的一個信號強度不利的組，該組將被允許動態地使用4或8時隙模式；和一個更有利地配置的組，該組可以通過8時隙操作得到，因此對于該組加倍了容量。如果移動單元從被有利地定位到被不利地定位，則可動態地出現重組。當兩個衛星照射相同的區域時，兩個衛星都可以試圖接收每個移動站的發送和因此通過已經援引供參考的上述申請披露的衛星分集改善上行鏈路信號質量。因此，只有未被有利配置的要由任何一個衛星接收的各個移動站需要屬于每4時隙進行發送的組。
還可以注意到，雙向講話一般包含每次僅在一個方向的話音話務流，因此，由于4時隙與8時隙比較的上行鏈路使用的好處，在同時，將不由相同移動站要求16時隙與32時隙比較的下行鏈路使用的好處。因此，如果第一移動站檢測到在下行鏈路以每第16時隙接收信息，這表示與第一移動站配對的第二移動站在下行鏈路為靜音和因此很可能在上行鏈路進行操作。然后第一移動站將僅采用8時隙上行鏈路模式或應為靜音(DTX)。另一方面，在第一移動站檢測僅各個32時隙之一被發送，這表示第二移動站的下行鏈路也在進行操作和在上行鏈路的8時隙中的每一個或4時隙中的每一個上可以被允許發送。因此在這種方式中，上行鏈路的沖突被限制在當下行鏈路是主要話音操作方向時的那些時間上。
圖7表示適合用于本發明的一種雙模式衛星/蜂窩終端。雙模式接收機112能夠工作在蜂窩或衛星頻帶，下變頻和數字化在分配的各個時隙中接收的接收信號。脈沖串選擇器113確定接收的信號脈沖串是按每第8脈沖串數字化的還是按每第16脈沖串數字化的。如果16時隙格式由來自網絡的命令已經具體地確定為不適用，則可以僅數字化每一個第32時隙，直到有進一步通知為止。
脈沖串處理器114接收數字化的脈沖串和按GSM模式(8時隙全速率或16時隙半速率)或按衛星模式(16時隙或32時隙)對其進行處理。利用與公知的同步模式進行相關處理各個脈沖串，獲得對于每個脈沖串的信道系數。各個信道系數被用于解調每個脈沖串，產生具有極性和質量屬性兩者的軟信息比特，其中零質量屬性表示被刪除或不被接收的數據符號。該軟信息被去交錯，產生用于進行解碼的符號塊，該塊利用相關軟信息被解碼產生話音段數據和差錯隱蔽信息。在話音解碼器115中進行的話音解碼變換解碼的話音塊為模擬話音波形，其中的噪聲或由于非接收的或誤解碼的塊的干擾信號利用差錯隱蔽信息已經被橋接。
在發送方向，來自麥克風120的話音在編碼器121中按衛星模式以4kb/s或按GSM模式以13kb/s被數字化和編碼。來自麥克風120的經數字化和源編碼的話音被饋送到脈沖串形成器122，該形成器包含對于GSM模式和衛星模式的糾錯編碼。在衛星模式中，相同數據被編碼用于在偶數幀和奇數幀中傳輸。脈沖串形成器的模式由中央控制器140進行控制，產生具有GSM或者衛星比特格式的脈沖串。
脈沖串調制器123接收脈沖串數據和以GSM脈沖串比特速率或以1/4該速率4倍脈沖串長度的衛星模式將其調制在射頻載波上。該已調載波在發送機124中借助于來自綜合器134的本機振蕩器信號被上變頻到最終頻率。
蜂窩模式中的T/R開關132或衛星模式中T/R開關131的受中央定時控制器140的控制，在脈沖串接收期間連接天線到接收機112或在脈沖串發送期間連接天線到發射機124。雖然圖7表示分別的用于衛星或蜂窩傳輸的天線130和133，但這不意味著排除利用公共天線的可能性，或甚至公共T/R開關，在頻段和其它設計考慮允許的條件下。
圖8表示在衛星模式中脈沖串處理的流程圖。對于GSM模式的脈沖串處理未表示出，因為現有技術的GSM移動電話的流程圖是可以利用的。
當來自接收機112的每個第16時隙被數字化時，分類器150確定該脈沖串是按照偶數幀/脈沖串還是按照奇數幀/脈沖串處理。這種判決可以僅僅是檢查16時隙計數器的最低有效位。偶數幀在同步相關器151中利用在偶數幀期望的同步字進行處理。奇數幀在同步相關器151中利用在奇數幀期望的同步字進行處理。
對于一個具體移動站，奇數和偶數同步字可以是相同的和然后用于另外的可以使用相同時隙的移動站的同步字被選擇為正交的。另外一種方案，移動站A可以利用在偶數時隙的同步字1和在奇數時隙的同步字2，而移動站B可以利用在偶數時隙的同步字2和奇數時隙的同步字1。同步相關器151可以始終與兩個同步字進行相關和判決是同步字1還是同步字2被發射。如果期望的同步字未被認為已經被發射，則該脈沖串被認為已經被刪除。這個判決可以通過比較同步字1和同步字2的相關值的幅度實現。用該判決來處理或不處理(刪除)在解調器153中的脈沖串。如果該脈沖串要被刪除，解調器153產生對于具有零質量屬性差錯符號的軟信息。
注意，雖然在圖8中同步相關器151和脈沖串解調器153被表示為單獨的方框，但它們最好是運行在不同時間(分別在偶數幀和奇數幀)的同一個處理硬件。軟解調的符號(比特)具有極性或符號值和質量屬性(軟信息)。該值和質量一起構成軟符號判決。
糾錯解碼器154處理軟符號，重建可能由于丟失塊或誤解碼塊而有差錯的話音塊，或者FACCH或SACCH消息。各差錯指示被提供給各個話音塊，協助后續的話音解碼器重建話音波形，其中由于誤解碼塊引起的噪聲或失真已經被橋接或隱蔽。
圖9表示適用在地面站中的信道單元，用于產生TDMA脈沖串以便經由衛星或空中中繼站傳輸到一個移動單元。對于傳輸的話音是經由衛星網絡交換中心以PCM標準形式從PSTN到達的。該PCM話音流在信道單元200中被處理，產生偶數和奇數TDMA脈沖串，這些脈沖串可能被從相同衛星(單衛星分集)，或者不同衛星(兩個衛星分集)進行傳輸(或不進行傳輸)。在任一情況下，偶數脈沖串可以在相同頻率或不同于奇數脈沖串的頻率上從衛星中繼器傳輸到移動終端。
信道單元200包括用于處理PCM話音為用于衛星傳輸的典型4kb/s速率的代碼轉換器160。它還產生一個話音活性指示，該指示的使用將在下文描述圖15和16時進行描述。
分段器161分段話音比特為用于傳輸的各個碼字和可以使用比其它更為感性意義的編碼各比特的知識實現最佳分組。例如，各個比特可以以這樣的方式被分為40比特塊用于每10ms傳輸，該方式是接收任何一個塊出故障不刪除用于重建話音波形的所有重要的比特，但借助于一種差錯隱蔽算法允許鄰近的各塊被用來填充丟失的信息。
利用糾錯編碼器162以這樣的方式把每個40比特塊編碼為兩個60比特塊，即任何單一60比特塊的接收足以重建該40比特塊，而兩個60比特塊的接收允許在更為不利的信噪比條件下重建該40比特塊。這些60比特塊在加密單元163中利用密鑰對該移動用戶單獨進行加密。在通信系統中，在基礎結構中加密可以在各種水平上進行，但加密比特剛好在調制在射頻載波前，即在糾錯編碼后加上，具有非預期的同信道信號產生利用糾錯解碼處理能較好地濾除的干擾的優點，所以是優選的。如果加密算法163通過密鑰流的模2加操作，則必須利用不同的密鑰流比特加密A和B字輸出保持加密。因此，為此目的，利用算法163每10毫秒產生120個密鑰流比特。
通過交錯器164利用塊對角線在兩個連續的TDMA偶數幀上對加密的60比特A字進行交錯，以減小延遲。這意味著，在對應于兩個當前40比特段的兩個60比特A字被分隔在當前脈沖串和下一個脈沖串之間的同時，對于以前的兩個40比特話音段所產生的兩個60比特A字被分隔在以前和當前偶數脈沖串之間，始終給出每個脈沖串發送的120比特。對于編碼話音的交錯模式，各比特跳過每第13幀出現的SACCH脈沖串，從而話務超幀結構中話音被交錯到13幀中的12幀。對于話音解碼器的特定的特性和感性差錯隱蔽算法，交錯的模式最好仔細地選擇。
加密的60比特B字類似地利用交錯器164b交錯為奇數幀脈沖串。如果利用兩個衛星分集，偶數幀脈沖串被饋送到用于A衛星的上行鏈路調制器和奇數幀脈沖串被饋送到用于B衛星的上行鏈路調制器。奇數和偶數脈沖串兩者可以在饋送器鏈路上交替地被調制，送達相同的衛星(單衛星分集)。在兩種情況下，脈沖串格式包括插入在兩個由交錯器164a或164b在A-或B字進行交錯的60比特之間的22比特碼字，和包括尾比特以及在開始和結束時的保護(上下斜波)時間。
圖10表示適合于采用兩個衛星分集的地面站。利用復用器180a將來自32個信道單元200的各偶數數據脈沖串進行集合和進行復用，以便在相同TDMA載波頻率上傳輸。利用復用器180b奇數脈沖串同樣被集合。當復用器180a和復用器180b分別集合來自相同信道單元200的偶數脈沖串和奇數脈沖串時，則該信道正工作在16時隙或分集模式。
當一個信號通過不同衛星被中繼到相同小區或地面上的子區域時，各移動單元要經受不同的延遲。時間校準單元181a和181b進行操作以近似地均衡各個延遲，使得各個移動單元接收在時間上近似等間隔的偶數和奇數幀。不同衛星中繼器還可以具有到達或離開公共照射的子區域的不同速度，導致不同的多普勒頻移。
OQPSK調制波形發生器182a和182b變換調制數據為已調波形和可以包括預校正發送頻率以補償可預測的多普勒頻移的裝置。頻率校正可以在一個小區、在波束或子區域的基礎上進行，對于區域的中心是準確的，或者可以在每個移動鏈路(每時隙)的基礎上進行，以便每個移動站在其特定位置經受精確多普勒頻移的信號校正。時間和頻率校正后已調信號被送到經由天線184a發送到衛星A的上變換器183a或經由天線184b發送到衛星B的上變換器183b。
圖11表示該發明的分集方案應用到一個蜂窩基站網的情況。基站控制器210控制來自多個蜂窩場地213和212的傳輸。每個場地可以包括一種分扇區的天線，以便對于場地213，把該場地服務的區域分割為3個120°的扇區A1、A2、A3，對于場地212，分割為B1、B2、B3的3個120°扇區。基站控制器210從移動交換中心211接收話務，以便傳輸到移動單元220，例如該移動單元可能位于兩個服務區之間的邊界和可能經由場地213的扇區A2或場地212的扇區B1的傳輸或多或少相等地被接入。因此，基站控制器可以控制場地212在扇區A1發送偶數幀脈沖串和在扇區B2發送奇數幀脈沖串。基站控制器210可能位于場地213或場地212或其它場地中，或者可能和移動交換中心211并置。基站控制器最好是可以分布在每個場地和可以對另外的基站控制器假設一個主或一個從控制器，以便支持到一個特定移動站的通信。因此，一個移動站可以僅由一個主BSC服務(例如僅利用偶數幀)，或者當在邊界區域時，可以利用分別從主或從BSC發送的偶數和奇數幀兩者服務，和通過該邊界區域后，從BSC可能變為僅發送奇數幀的新的主BSC，因此，完成軟切換，或“先合后斷”切換。
圖12表示利用發明的自適應幀結構可以實現相同場地各扇區之間的先合后斷切換。先合后斷切換還可以應用到上行鏈路，因為雖然處在各個場地、各個小區或各個扇區之間的切換區，但移動單元220還具有發送偶數和奇數幀兩者的能力。
當一個移動站發送偶數和奇數幀兩者時，它基本上以相同峰功率的兩倍能量進行發送，即一個3db的增加。圖13表示根據通過自適應發送單獨的偶數幀或奇數幀，或者通過發送偶數和奇數幀兩者實現最高3db功率控制范圍的本發明的在移動終端中的自適應功率控制算法。
脈沖串接收機101接收如上所述的偶數和奇數幀和處理它們以重建話音到耳機116。此外，利用認為是“預期”脈沖串的最后接收的脈沖串計算的接收信號功率測量被提供到控制器303的功率控制算法部分。正如對于本專業的技術人員顯而易見的那樣，功率控制算法304可以包括在控制器303中的一個軟件程序，在不同時間執行其它功能的分時處理器中執行功率控制功能。功率控制算法304還接收被指示為功率控制消息的SACCH或FACCH類型的信令消息。算法304與功率測量一起處理該消息信息，確定發送下一個發送脈沖串的功率電平。如果該功率電平在最大功率和低3db的功率之間，則下一個脈沖串將在低于最大功率的0和3db之間的對應功率上進行發送。如果功率電平大于3db低于最大功率，如果前面的(如偶數)脈沖串被發送，則下一個脈沖串(如奇數脈沖串)將不被發送。然后接下來的脈沖串是在被確定的功率電平+3db上進行發送，以補償未發送的奇數脈沖串。上述是該算法的簡化的一般描述以使該概念清楚。實際上，功率電平的確定可以包括，在給出公知的交錯模式下，根據每個40比特話音段的解碼對發送或未發送前面的脈沖串的影響的更為精確的確定，發送或不發送當前脈沖串以及當前脈沖串的功率電平可以在影響相同話音段的過去發送的脈沖串的功率電平的基礎上判斷。
發送一個偶數或奇數脈沖串的判決被從功率控制算法304傳送到頻率、定時和模式控制器305。這個判決選擇已經被判決為待發送的一個脈沖串的頻率和定時，包括提供調諧碼到綜合器306，以設置發送頻率。
圖14表示單元305中的定時控制器的操作。循環32時隙TDMA周期被表示為在0時隙循環開始和在31時隙結束。計數器400計數例如8倍下行鏈路比特速率的參考時鐘頻率，產生32時隙的循環。該圓被分為第一16時隙和第二16時隙。若干“告警設置”被沿圓周分布，當計數器400達到預定值時被觸發，產生硬件選通信號。例如，可以產生選通信號，以啟動接收機402數字化一個偶數脈沖串。一般是，但不一定剛好是與第一選通信號反相180°的第二選通信號可以開始數字化奇數脈沖串。在各個接收脈沖串之間產生選通信號以開始和停止脈沖串的傳輸。
利用被設置為檢測位于偶數幀半周或奇數幀半周的預編程計數的比較器(130-1、130-2、…130-N)產生每個選通信號。各比較器由控制器403進行編程，設置每個希望的選通信號將被產生的時間。以這種方式，定時同步可以被維持和分別更新偶數和奇數脈沖串，操作具有不同幀定時的兩種不同的衛星和基站。
圖15表示一種地面站可以自適應地發送偶數或奇數脈沖串或者自適應地發送兩者的裝置。對于地面站的激發不需要那么多的功率控制，而是時隙的可利用性。如果偶數和奇數時隙兩者都是可利用于發送到可以以平均相等的質量接收兩者的移動站，則始終較好地發送兩者和如果需要可以降低功率電平。當兩者都被發送時，在保持所用能量相同的同時，功率電平可以降低3db，而且由于在接收每40比特話音段的120個編碼比特的額外編碼增益，和利用擴展該120比特到兩個偶數和兩個奇數脈沖串或頻率上獲得的分集增益，對于相同段差錯概率所要求的能量也減小了。因此，在利用奇數和偶數脈沖串兩者時，如果可行的話，每移動鏈路在衛星中的總功率得到了節約。
即使一個移動站占有偶數脈沖串和另外一個移動站占有奇數脈沖串，兩個脈沖串也可能由一個移動站所利用，無論另外一個是否靜音。來自圖9的信道單元200的代碼變換器160的話音活性指示與對于該移動鏈路到復用器180a和180b的話音數據同時發生。分別利用一個偶數時隙和一個對應的奇數時隙的對各移動站的話音活性指示在優先級裝置185中進行處理，確定哪個移動站利用哪個時隙。例如，移動站X的話務被規定利用時隙X的優先級，其中X在0和15之間。如果移動站X的話務沒有話音活性指示和移動站X+16的話務具有正話音活性指示，則移動站X+16(模-32)的話務被規定允許使用時隙X。優先級裝置185將此翻譯為用于開關186a的控制信號，選擇話務信號X+16到復用器180a或180b的X輸入端，代替話務信號X+16。相反，當信號X+16具有負話音活性指示和信號X具有正話音活性指示時，優先級裝置185控制開關186b，選擇話務信號X到復用器輸入端X+16。如果兩者都是正的，則它們僅利用其對于信號X相應的時隙X和對于信號X+16相應的時隙X+16，和如果兩者都是負，則在任何時隙(DTX)中都沒有信號被發送。當信號將被允許在偶數和奇數時隙兩者中發送時，與僅利用單一時隙發送可能使用的功率電平相比較，功率電平可以被減半，但這種判斷涉及到下行鏈路功率控制算法和是使用了跳頻還是未使用的選擇。優先級裝置185與開關186a和186b一起進行操作，試圖利用一個移動單元或另一個移動單元的填充，保持復用器容量。
圖10表示結合跳頻的地面站的工作。在一個小區內或通過衛星的輻射波束的跳頻包含不同衛星到移動站鏈路之間的隨機頻率交換，這些交換利用相同的時隙，但在不同的載波頻率。例如，如果波束或小區包含256個單獨的通話，則32時隙的8個下行鏈路載波的每個都在使用中。移動鏈路0、32、64、96、…、224可以被表示為使用在載波0、1、2、…7上的0時隙，而移動鏈路1、33、65、…225使用1時隙，等等。但是，載波頻率0-7的到移動站0、32、64、…、224的唯一一個的分配可以按照跳頻算法從一幀到另一幀地改變。至少在相同小區中仍然保證每個鏈路一個唯一的不抵觸的頻率的算法被稱為正交跳頻。
正交跳頻可能受到逐幀改變每個移動鏈路的頻率綜合器的影響，或受到圖16的基帶跳頻方案的影響，在圖16的方案中借助于基帶跳頻交換矩陣500，將一個特定移動站的話務流逐幀交換到一個不同的固定的頻率載波調制器。到跳頻交換矩陣500的各個輸入信號是在M個不同載波上的對于相同時隙的移動鏈路1到M的各個數據脈沖串。來自正交跳頻發生器501的控制信號控制每個話務信號到對應于載波頻率1到M的一個唯一輸出端，而且控制實現32時隙的每個連續TDMA幀的不同映射。伴隨每個數據脈沖串的話音活性指示還確定路由到達所選擇的輸出端。來自對于相同載波頻率但是不同時隙的預定的不同時隙的其它基帶跳頻單元500-501的各輸出端被集合在復用器180a和180b的各輸入端。為了清楚起見，圖16僅表示出對于頻率信道1的復用器。但是隱含著，將存在每個根據圖15的整個方框圖的用于其它載波頻率的類似的各個復用器。復用器180a具有相連的優先級裝置185和開關186a和186b，將分配一個優先考慮時隙X的規定的信號，假設優先考慮時隙X+16的信號暫時具有負話音活性指示，則也分配一個優先考慮時隙號X+16的規定信號。由于跳頻選擇器500，與在時隙X的信號配對的時隙X+16的信號不再是相同的一個，而是由于跳頻發生器501對時隙X和時隙X+1的操作被編程以產生不同的隨機頻率選擇而隨機地逐幀改變。這與披露用于GSM的跳頻不同，在GSM中各個移動站被分配以各個不同的時隙，在相同載波上一起跳頻。借助于這種裝置，由于是被逐幀隨機配對的，每個移動站都以偶數和奇數時隙時間的各50％進行發送，各個移動站可以具有各50％概率的正或負話音活性指示。
上述發明利用與解調和解碼相組合的動態TDMA時隙分配，可以自動地檢測所接收的信息是預期的還是非預期的，和因此排除它還是利用它，這樣正如在上文已經描述過的那樣具有許多優點，但是上文中的描述意味著將是示例性的，而不是限制性的，本發明的范圍將由下面的權利要求書予以限定。
權利要求
1.一種用于中繼數字編碼語音信號到多個遠端站的每一個站的通信系統，其特征在于，語音編碼裝置(160)，用于數字化和編碼語音信號，產生含有代表在時間周期上的一段話音信號的固定數量比特的數字數據的各個幀和產生相關的話音/無話音標志；糾錯編碼裝置(162)，用于編碼每個語音幀，產生每個代表相應的一個所述語音幀的第一編碼符號塊和第二編碼符號塊；TDMA脈沖串發送裝置，用于利用在重復的TDMA幀周期中的分配時隙，中繼所述第一編碼符號塊到相應預期的各遠端站；和控制裝置，用于控制所述脈沖串發送裝置，以便當所述相關標志指示無話音條件時，利用預期用于一個不同的遠端站的第二編碼符號塊代替第一編碼符號塊。
2.根據權利要求1的通信系統，其特征在于，遠端站TDMA脈沖串接收和解碼裝置，用于在一個相應的分配時隙和一個替代時隙中，接收所述編碼符號塊，和檢測在所述分配時隙中接收的所述符號塊是否是所述各個第一編碼符號塊的預期的一個。
3.根據權利要求2的通信系統，其特征在于，所述遠端站TDMA脈沖串接收和解碼裝置還檢測在所述替代時隙中接收的所述符號塊是否是所述第二編碼符號塊的預期的一個。
4.根據權利要求3的通信系統，其特征在于，當檢測到一個預期的第一編碼符號塊和預期的第二編碼符號塊時，所述TDMA脈沖串解碼裝置一起解碼兩個塊，給出正確地再生所述語音信號段的增強的概率，否則如果所述第一編碼塊被檢測為預期的和所述第二編碼塊未被檢測為預期的，則僅解碼所述第一編碼塊。
全文摘要
公開了一種利用時分多址和自適應發送及接收傳送信息的方法和設備。信號脈沖串被從TDMA發送機發送到TDMA接收機，其中發送機利用重復TDMA幀周期中的多個時隙的至少兩個時隙之一編碼信息和發送編碼的信息到接收機。無論該發送機是利用一個還是利用兩個時隙進行發送，兩個時隙都被接收，接收的信號被分類為預期的和非預期的。然后，連續接收的被分類為預期的信號被組合為一個塊，以便解碼來再生該信息。
文檔編號H04J3/00GK1404246SQ02106248
公開日2003年3月19日 申請日期1996年7月9日 優先權日1995年7月12日
發明者P·W·登特 申請人:艾利森公司