帶有脈沖寬度的正交調制器的制作方法

專利名稱：帶有脈沖寬度的正交調制器的制作方法
技術領域：
本發明涉及對信號進行IQ(同相成分，正交相位成分)調制。具體地說(但不是排它的)，涉及在用于諸如蜂窩通信系統的通信系統中的無線發射機中進行IQ調制。
IQ調制器通常可在提供多模式調制的無線發射機中看到，也就是，在諸如EDGE(改進數據率GSM服務)、IS136(第二代TDMA空中接口標準)、IDEN(增強型數字網絡)、ICO(中圓軌道系統)、IS95(CDMA空中接口)和其它使用線性調制的方案的多模式中所希望的一個中進行調制。
背景技術：
在本發明的技術領域中，眾所周知，可以利用有限脈沖響應濾波器(FIR)來執行IQ調制，所述有限脈沖響應濾波器以(I和Q采樣的采樣速率的)過采樣比例進行工作，具有等于過采樣比例與I和Q采樣的跨長度次數之積的系數。
最好是提供低成本和可編程的調制器，以處理下面特定的不同工作模式(MA)·在帶有高過采樣時鐘的DCR(直接轉換接收機)或DVLIF(數字甚低中頻)模式中的EDGE·在帶有高過采樣時鐘的插值模式中的IDEN和IS136·在帶有高過采樣時鐘的DCR模式中的IS95。
為了低成本和可編程的要求，此類調制器應當具有·少的集成電路(IC)門數；
·大的過采樣比例(例如，大于4)；·減少的系數組，用于無需IC重編程而在MA之間的軟件發射機(TX)切換；·低功耗。
然而，難以滿足這種組合要求。
因此，存在對一種IQ調制器和方法的需要，其中，可以消除上述的缺點(一個或多個)。
現有技術美國專利US-A-6 031 431(Sanjay)公開了一種簡化的IQ調制器和方法。奈奎斯特濾波器與內插器一起使用。其進行脈沖整形和插值功能。
歐洲專利申請EP-A-0881 764(Commquest)介紹了一種可變速率下采樣的方法。反混淆濾波器匹配采樣速率，且頻率控制振蕩器確保將頻率合成維持在數字域中。

發明內容
根據本發明，提供了一種分別如權利要求1和10要求的IQ調制器和方法。


現在，僅以示例方式，結合附圖，介紹一種結合有根據本發明的IQ調制器的數字整形多累加器波形發生器，其中圖1示出用在結合本發明的多累加器波形發生器的EDGE模式IQ調制中的FIR信號處理流程的原理框圖；圖2示出用在多累加器波形發生器中的多累加器多項式發生器；圖3示出帶有I/Q相位校正的IF相位發生器的原理圖，I/Q相位校正可能用在多累加器波形發生器中；圖4示出可編程復數脈沖整形數字調制器的原理圖；圖5示出復數FIR濾波器的原理圖；圖6示出圖5中FIR的特定的串行實現的原理圖；圖7示出利用過采樣數字-模擬轉換器的TX處理部分的原理圖，所述數字-模擬轉換器使用以低于過采樣數字-模擬轉換器的采樣頻率進行工作的脈沖整形FIR濾波器；圖8示出圖7的另一個TX處理部分的原理圖，其中在脈沖整形濾波器和過采樣數字-模擬轉換器之間增加了一個插值器；和圖9示出TX處理部分的原理圖，其中，導數濾波器(derivativefilter)以碼元速率頻率工作，而多累加器多項式發生器直接以過采樣數字-模擬轉換器的過采樣時鐘速率進行工作。
具體實施例方式
在用于便攜式蜂窩應用中的低成本、可編程IC實現的優選IQ調制器中，使用多累加器多項式發生器。多累加器多項式發生器的使用允許獲得任何所希望的脈沖-整形濾波器，在每一個碼元周期上的脈沖響應可以近似由4階多項式表示，其中4階中的每一階的系數表示為X1d(i)，X2d(i)，X3(i)，X4(i)，其中i為相應的碼元周期的序號。有限脈沖響應濾波器(FIR)不是以過采樣速率工作，而是以碼元周期1X工作。
圖1示出信號處理流程，用于產生諸如以碼元周期1X工作的4階FIR的濾波器系數。
例如，在EDGE模式中，脈沖響應跨越5個碼元周期，因此，每一個FIR僅要求5個抽頭，結果，得到等于每秒鐘5×270.8333×4＝5410千次操作的復雜度(270.8333ksym/s為要求的EDGE碼元周期)。在北美數字蜂窩(NADC)模式中，脈沖響應跨越9個碼元周期，因此每一個FIR要求9個抽頭，結果，得到等于每秒鐘9×24.3×4＝874.8千次操作的復雜度(24.3ksym/s為要求的NADC碼元周期)。
一般地，可以理解，波形發生器方法的復雜度等于跨度×1X×導數階，其中，跨度為脈沖響應跨越的碼元數目，且導數階次為被選擇來以所希望的精度近似脈沖響應的最大導數階。
應當注意，如果選擇以過采樣比例工作的常規FIR方法，則EDGE模式操作要求以16X采樣周期進行工作的5×16個抽頭濾波器。盡管一些實現可以將抽頭數目減少到5個，此類方法的復雜度仍然是5×16×270.8333＝21667千次運算/秒，即復雜度仍然比本發明的例子的多累加器方法多出4倍。
可以理解，復雜度隨著采樣比例的增加而增加。通常，由于需要減少圖像頻率成分和減少在數字-模擬轉換器之后的模擬重構濾波器的階次以及需要將量化誤差擴展到較寬的帶寬上以增加輸出信噪比，而增加過采樣時鐘(即，輸出時鐘)。
然而，應當理解，本發明中，不要求FIR以輸出過采樣頻率進行工作，而是以與輸出速率相同的頻率工作(例如，以用于脈沖整形操作時的碼元速率，或以用于插值時的輸入速率)，同時僅有基于多累加器結構的多項式波形發生器以過采樣時鐘速率工作，允許較高的過采樣時鐘速率，且允許可編程的輸出時鐘，無需改變FIR的系數或結構。因此，在本發明中，可以對過采樣時鐘進行編程，不需要改變任何編程系數或增加復雜度，僅僅要求改變時鐘值。
圖1中，示出了信號處理流程結構100，用6個碼元跨度長度和4階導數(根據帶有預失真的EDGE模式工作要求)來產生FIR系數。
從圖中可知，信號處理流程結構100具有4組乘法器112，122，132和142，每一個乘法器接收各自的系數(X1d(0)到X4d(5))和合適的I碼元值Iin(n)到Iin(n-4)。可以理解，圖1僅示出了I碼元處理，對于Q碼元處理的信號處理流程與其類似。乘法器的輸出被加到求和節點114，124，134和144，它們在每一組中將乘法器的輸出相加以產生4階輸出x1d，x2d，x3d和x4d，它們被加到構成多項式波形發生器的多累加器結構(下面將介紹)。
因此，該運算可以表示如下x1d(n)＝∑5i＝0 X1d(i)·Iin(i)x2d(n)＝∑5i＝0 X1d(i)·Iin(i)x1d(n)＝∑5i＝0 X1d(i)·Iin(i)x1d(n)＝∑5i＝0 X1d(i)·Iin(i)式中，n為碼元速率1X(脈沖整形模式)或輸入速率FinX(插值模式)中的編號，X1d，X2d，X3d，X4d分別為第一FIR，第二FIR，第三FIR和第四FIR的可編程系數。
現在參見圖2，將圖1中產生的FIR系數應用到以系統過采樣比例OVSX進行工作的多項式波形發生器200的輸入端，在這個例子中，對于EDGE模式運行，將系統過采樣比例選為OVSX＝16。在這個例子中，使用4階多項式波形發生器。
從圖中可知，多項式波形發生器200使用輸出x1d，x2d，x3d和x4d以及另一組值x0d(其為一組可編程的固定初始值，在開始傳輸時加載它們以設定初始軌跡點和/或補償DC偏移值)，且利用加法器212，222，232，242，累加器寄存器214，224，234，244和移位寄存器216，226，236，246(以根據需要來通過右移2，3或4位進行除以2的冪數)以逐漸地累加I(或Q)值，這些值從發生器輸出作為信號Iout(或Qout)。
累加器244，234，224加載(在時鐘速率finx中的每一個碼元時鐘脈沖)值x3d，x2d，x1d，然后進行累加(在時鐘速率fovs的每一個時鐘脈沖中)以計算一階導數，同時最后的累加器214繼續進行累加，除了在開始傳輸短脈沖時外不需要重新初始化它的值。
碼字輸出Iout(或Qout)可以表示為(假設在移位寄存器246，236，226部分中進行除以OVSD操作(divide-by-OVSD)，且OVSX過采樣比例＝fovs/fiX)Iout(n，k)＝Iout(n-1，OVSX)+k.x1d(n)/OVSD+k(k-1)/2！.x2d(n)/OVSD2+k(k-1)(k-2)/3！.x3d(n)/OVSD+k(k-1)(k-2)(k-3)/4！.x4d(n)/OVSD4(1)式中，n為碼元速率上的編號，且k為過采樣速率OVSX的編號(即，k＝
)。
Iout(0，0)＝x0＝調制起始短脈沖處的初始值。x0也可以包括用于減少LO泄漏的DC偏移校正。對于I通路，x0＝I_Dcoffset，而對于Q通路，x0＝Q_Dcoffset，這些值由主處理器(未示出)進行編程。
通過將每一項x1d，x2d，x3d和x4d4代入階系統替換，碼字輸出Iout(或Qout)可以表示為Iout(n，k)＝Iout(n-1，OVSX)+∑5i＝0 Iin(i).[k.X1d(i)/OVSD+k(k-1)2！.X2d(i)/OVSD2+k(k-1)k(k-2)/3！.X3 d(i)/OVSD3+k(k-1)(k-2)(k-3)/4！.X4d(i)/OVSD4(2)對于n，n-1，n-2，...，重新寫方程2，則Iout可以表示為Iin的函數Iout(n，k)＝Iin(n).h5(k)+Iin(n-1).h4(k)+
Iin(n-2).h3(k)+Iin(n-3).h2(k)+Iin(n-4).h1(k)+Iin(n-5).h0(k)+Iin(n-6).h-1+Iin(n-7).h-1+......式中，h5(k)＝[k(k-1)(k-2)(k-3)/4！.X4d(5)/OVSD4+k(k-1).(k-2)/3！.X3d(5)/OVSD3+k(k-1)/2.X2d(5)/OVSD2+k.X1d(5)/OVSD]h4(k)＝[k(k-1)(k-2)(k-3)/4！.X4d(4)/OVSD4+k(k-1).(k-2)/3！.X3d(4)/OVSD3+k(k-1)/2.X2d(4)/OVSD2+k.X1d(4)/OVSD+h5(OVSX)]h3(k)＝[k(k-1)(k-2)(k-3)/4！.X4d(3)/OVSD4+k(k-1).(k-2)/3！.X3d(3)/OVSD3+k(k-1)/2.X2d(3)/OVSD2+k.X1d(3)/OVSD+h4(OVSX)]h2(k)＝[k(k-1)(k-2)(k-3)/4！.X4d(2)/OVSD4+k(k-1).(k-2)/3！.X3d(2)/OVSD3+k(k-1)/2.X2d(2)/OVSD2+k.X1d(2)/OVSD+h3(OVSX)]h1(k)＝[k(k-1)(k-2)(k-3)/4！.X4d(1)/OVSD4+k(k-1).(k-2)/3！.X3d(1)/OVSD3+k(k-1)/2.X2d(1)/OVSD2+k.X1d(1)/OVSD+
h2(OVSX)]h0(k)＝[k(k-1)(k-2)(k-3)/4！.X4d(0)/OVSD4+k(k-1).(k-2)/3！.X3d(0)/OVSD3+k(k-1)/2.X2d(0)/OVSD2+k.X1d(0)/OVSD+h1(OVSX)]且h-1＝OVSX.(OVSX-1).(OVSX-2).(OVSX-3)/4！.(∑5i＝0X4d(i)/OVSD4)+(OVSX.(OVSX-1).(OVSX-2)/3！.(∑5i＝0X3d(i)/OVSD3)+(OVSX.(OVSX-1)/2！.(∑5i＝0X2d(i)/OVSD2+OVSX.(∑5i＝0X1d(i)/OVSD)如果Iout表示為要求的脈沖響應imp(t)的函數(以過采樣比例OVSX)，提供了調制和預失真Iout(n，k)＝Iin(n).imp(k)+Iin(n-1).imp(k+OVSX)+Iin(n-2).imp(k+2*OVSX)+Iin(n-3).imp(k+3*OVSX)+Iin(n-4).imp(k+4*OVSX)+Iin(n-5).imp(k+OVSX)如果Iin被認為在1X采樣值之間用0填充來以OVSX進行過采樣。
由此，得到下式h5(k)＝imp(k)h4(k)＝imp(k+OVSX)h3(k)＝imp(k+2*OVSX)h2(k)＝imp(k+3*OVSX)h1(k)＝imp(k+4*OVSX)h0(k)＝imp(k+5*OVSX) (3)
通過解方程(3)，抽取出系數X1d，X2d，X3d，X4d來匹配脈沖響應。
將利用上述方法的IQ調制器與使用常規現有技術方法的IQ調制器之間的測量值比較，表明在兩種方法的結果之間有很大的近似性。
注意，由于將OVSX選擇為2的冪數，波形發生器OVSD內的除法是通過根據選擇的OVSX值來進行右移位來進行的。
也可能采用非2的冪數的插值因子，其中，相對于輸入速率finX，過采樣時鐘fovs為任何整數系數(multiplier)(即，fovsX＝FinX×OVSX)，而246，236，226和216值OVSC被進行右移位操作。
同樣，可以在I和Q通路之間采用不同的系數，以為直接發射系統提供圖像拒絕增強，其中，在2GHz或更高頻率上得到對I/Q增益和相位失諧的更高的靈敏度。
同樣，可能對脈沖響應進行預失真，以補償隨后的模擬重構濾波器(未示出)，且以能夠在由于選擇的帶寬導致的噪聲輸出和EVM之間進行更好的折衷，也就是，降低帶寬將降低噪聲電平，但是將增加EVM，因為增加了組波紋和幅度波紋。
在采用EDGE模式運行的情況下，串行數據為碼元速率的3倍。執行相位映射“3π/8 O8PSK”，其給出16個不同的相位值，通常稱為“phasemod”。
通過依據SPI編程位選擇的IF值，給phasemod加上一個線性相位增量，經軟件編程接口(SPI)來選擇低IF模式。如圖3所示，利用累加器310和320來實現IF線性相位增量，所述累加器以1X工作，具有通過SPI位Iphaseadjust和Qphaseadjust進行編程的輸入I和Q相位校正。
將IF相位發生器(一個或多個)的輸出相位(一個或多個)加到相位映射輸出phasemod以尋址ROM表(未示出)，以已編程的輸入頻率(fin)速率(通常為1X)來產生互補的兩個10位碼字的余弦和正弦項。
低IF模式中，用編程的IF值來對I和Q輸出TM_I和TM_Q進行頻移，然后要求對脈沖整形濾波器也進行頻移，以避免對現在位于IF中心的調制進行低通濾波。這樣做，要求進行復數FIR脈沖整形(即，使用復數值，且用復數系統來代替實數系數)即，X1dIc＝X1dIr+j.X1dIiX2dIc＝X2dIr+j.X2dIiX3dIc＝X3dIr+j.X3dIiX4dIc＝X4dIr+j.X4dIi和X1dQc＝X1dQr+j.X1dQiX2dQc＝X2dQr+j.X2dQiX3dQc＝X3dQr+j.X3dQiX4dQc＝X4dQr+j.X4dQi因此，上面所述的FIR 1X濾波器變成了復數FIR濾波器，如在圖4的可編程脈沖整形復數數字IQ調制器的整個方框圖中所示。
如圖5所示，以通常為1X的輸入頻率(fin)(即，碼元速率)工作的復數FIR410是基于實數和虛數FIR(分別為510和520)的。
注意，在IF＝0模式中，可將虛系數編程為0，這樣僅僅執行實數脈沖整形。
在一些場合(in die area)，通過用以n×1X工作的單個乘法器來代替以1X工作的n個乘法器，也就是將并行改為串行FIR實現，位于1X的FIR的實現可以進行優化。是否進行優化由設計者的判斷決定，其根據IC處理速度和密度進行決定。
同樣，如果不要求可對系數進行編程，可能用由輸入Iin或Qin尋址的ROM表(未示出)來代替以1X速率或N×1X速率工作的乘法器。
可以理解，在常規的方法中，將隨著過采樣時鐘的增加而要求增加ROM表的大小，并且要求隨著對過采樣時鐘的編程來改變ROM表，而在本發明的情況下，ROM表不隨著過采樣時鐘發生改變(不論是大小還是內容)(因為其以碼元速率數據進行工作)。
圖6示出了具有6個抽頭×4個FIR×1X速率的串行(共享的，多路復用的)FIR實現600，其可以用作上面介紹的多個(平行)乘法器結構的替換。
通過以低IF進行圖像移位，減少對EVM的LO泄漏影響，且使環路入射LO(如果存在)與主TX頻率非調和相關以另外減少LO重調制，以1X速率進行復數脈沖整形允許處于低IF模式。
同樣，復數脈沖整形可以預失真任何TX IF濾波器組延遲和幅度，以附加地改進EVM。
對于EDGE的例子，重構濾波器對調制的EVM由一些影響。
對于給定的帶寬設定(其中不要求無線整形)，可以預失真脈沖響應。對于預失真，6個碼元的跨度足夠了，因為此類重構濾波器的帶寬處于400-600KHz的范圍內。
應當理解，由于多累加器波形發生器的存在，可能將該塊用作4階插值器。因為NADC模式操作要求跨過9個碼元，不是為以1X工作的每一個濾波器產生9個系數，下面介紹的插值模式可以使用。
在旁路模式中，對于窄帶系統，不是在TSDTX上傳送一位串行數據，通過SSI傳送脈沖整形I/Q數據(以軟件進行調制)。I/Q數據以可通過主處理器編程的速率FinX到達。例如，NADC I/Q數據速率為16X(388千個數據/秒)，且插值因子為8，導致在DAC輸入端插值的I/Q數據為3.1104Mhz。
在插值模式中，對FIR的系數進行編程，使得波形發生器輸出匹配在FinX的輸入和在FinX處計算的各種導數。
現在參見圖7，一些數字-模擬轉換器(諸如D-to-A實現700)具有稱為Δ-∑D/A的過采樣結構，其中，過采樣時鐘fovs2通常為輸入碼元時鐘的40到100倍。如果使用現有技術的脈沖整形濾波器，則將FIR乘法器的速度限制為fovs1，這樣，輸出碼字Iout1(或Qout1)僅以fovs1進行過采樣，它們的相關數字量化噪聲僅分布在+/-fovs1/2之間。
如圖8所示，另一個可能的TX處理結構將插值級插入到脈沖整形FIR和Δ-∑調制器之間。然而，對于一些MA類似EDGE，由于插值結構的固有特性，主要是當插值因子大時(也就是，fovs2/fovs1)，如結構800的結構受到調制精度(EVM)的損失。
現在參見圖9，為了改進圖7和8的結構缺點，本發明可采用IQ波形發生器處理結構900，基于上面的結構，用以碼元速率工作、且饋入多累加器波形發生器的一階、二階等導數FIR來代替脈沖整形FIR，其中，多累加器波形發生器直接以高的時鐘速率進行工作，尤其是以類似于Δ-∑調制器時鐘速率的fovs2進行工作，由于累加器可以高的時鐘速度工作，因此，允許量化噪聲直接擴展到+-fovs2/2，且不需要增加復雜度，因為FIR以碼元速率時鐘進行工作。這樣，可以使用多累加器波形發生器來直接地產生過采樣I和Q，也就是說，過采樣時鐘高達碼元速率的5到100倍。
可以理解，可以將過采樣時鐘直接連接到Δ-∑過采樣時鐘，避免了任何電流消耗或者面積尺寸增加，因為沒有要求乘法器進行工作，且在調制精度中沒有發生損失。可以理解，這樣使用相同的過采樣速率有助于擴展量化噪聲，和降低噪聲場。
可以理解，多累加器波形發生器的復雜度可以表示為C_WG＝跨度×導數階次×1X，在乘法/加法操作中。
使用輸入相對碼元恒定的常規FIR的復雜度為C_TFIR＝跨度×過采樣×1X，在乘法/加法操作中。
因此，可以理解，當過采樣比例等于導數階次時，兩種方法具有相同的復雜度。
然而，對于要求低EVM的類似EDGE的系統，要求過采樣為16。4階導數滿足了EVM和頻譜，因此，當使用上面介紹的多累加器波形發生器方法時，存在的復雜度為1/4比例。
同樣，當過采樣數字-模擬轉換器使用高于速率碼元40倍的過采樣時鐘，多累加器波形發生器的使用顯著地減少了復雜度。
下表示出了各種MA的波形發生器的復雜度

可以理解，上面介紹的IQ調制器和方法提供了下述優點·與常規的FIR相比復雜度降低了等于過采樣比例除以導數階次的結果的因子。
·對數字甚低IF模式TX的可編程能力。
·相同的電路可以為窄帶MA執行插值。
·減少的系數組使得兩組系數的實現允許在MA之間(例如在EDGE和IS136之間)進行快速切換。
權利要求
1.一種根據I和Q碼元來調制信號的IQ調制器(400)，其包括導數FIR裝置(100)，用于對信號進行濾波，并且以碼元速率進行工作；和多累加器裝置(200)，用于接收來自所述導數FIR裝置的輸出，并且從中產生用I和Q碼元調制過的信號。
2.如權利要求1中的所述IQ調制器，其中，所述多累加器裝置具有可編程的過采樣比例。
3.如權利要求1或2中的所述IQ調制器，其中，所述導數FIR裝置包括用于產生多個FIR濾波器系數的乘法器裝置(112，122，132，142)。
4.如權利要求3中的所述IQ調制器，其中，所述導數FIR裝置包括多個乘法器結構(112，122，132，142)，用于分別產生多個FIR濾波器的系數。
5.如權利要求3中的所述IQ調制器，其中，所述導數FIR裝置包括共享的乘法器結構(600)，用于產生多個FIR濾波器系數。
6.如權利要求3中的所述IQ調制器，其中，所述導數FIR裝置包括查詢表裝置，用于在查詢表乘法器值中查詢預定值，以產生多個FIR濾波器系數。
7.如前述任意之一權利要求中的所述IQ調制器，進一步包括直接連接在所述多累加器裝置之后的過采樣數字-模擬轉換器裝置。
8.一種根據I和Q碼元來調制信號的方法，該方法包括提供導數FIR裝置(100)，其對信號進行濾波，并且以碼元速率進行工作；和提供多累加器裝置(200)，用于接收來自所述導數FIR裝置的輸出，并且從中產生用I和Q碼元調制過的信號。
9.如權利要求8的所述IQ調制方法，其中，所述多累加器具有可編程的過采樣比例。
10.如權利要求8或9中的所述IQ調制方法，其中，所述導數FIR裝置包括用于產生多個FIR濾波器系數的乘法器裝置(112，122，132，142)。
11.如權利要求10中的所述IQ調制方法，其中，所述導數FIR裝置包括多個乘法器結構(112，122，132，142)，用于分別產生多個FIR濾波器的系數。
12.如權利要求10中的所述IQ調制方法，其中，所述導數FIR裝置包括共享的乘法器結構(600)，用于產生多個FIR濾波器系數。
13.如權利要求10中的所述IQ調制方法，其中，所述導數FIR裝置包括查詢表裝置，用于在查詢表乘法器值中查詢預定值，以產生多個FIR濾波器系數。
14.如權利要求8-13中任意之一的所述IQ調制方法，進一步包括直接連接在所述多累加器裝置之后的過采樣數字-模擬轉換器裝置。
全文摘要
本發明公開了一種根據I和Q碼元來調制信號的IQ調制器和方法，其利用以碼元速率工作的導數FIR和用于波形發生器的可編程多累加器。其中提供了下述優點與常規的FIR相比，將復雜度減少了一個因子，該因子等于過采樣速率與導數階次的商；對數字甚低IF模式傳輸的可編程能力；相同的電路可以為窄帶MA執行插值；和，減少的系數組使得兩組系數的實現允許在MA之間(例如在EDGE和IS136之間)進行快速切換。
文檔編號H04L25/03GK1483267SQ01821117
公開日2004年3月17日 申請日期2001年10月8日 優先權日2000年12月20日
發明者納迪姆·哈拉特, 納迪姆 哈拉特 申請人:摩托羅拉公司