專利名稱：Qam解調器中的直接數字合成的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種正交振幅調制(QAM)型解調器，該解調器用于解調按QAM方式調制的信號。
背景技術：
正交振幅調制(QAM)是一種中頻(IF)調制方式，其中QAM信號是由用兩個正交的載波振幅調制兩個彼此獨立發生的基帶信號而形成的，并把所形成的信號加在一起。QAM調制用于把數字信息調制成一個方便的頻帶。這可能是要把由一個信號所占據的頻譜帶去配合傳輸線的通頻帶，以允許信號的頻分多路傳輸，或者使信號可以用較小的天線輻射出去。QAM已被數字視頻廣播(DVB)和數字影音協會(DAVIC)及多媒體電纜網絡系統(MCNS)標準化機構用于通過同軸、混合光纖同軸(HFC)及微波多端口分配無線系統(MMDS)TV網絡來傳輸數字TV信號。
QAM調制方案存在著很多等級(4，16，32，64，128，256，512，1024)，它們分別提供2，4，5，6，7，8，9和10Mbit/s/MHz，這為美國6MHz的CATV頻道提供最高約42Mbit/s(QAM-256)，為歐洲8MHz CATV頻道提供56Mbit/s的傳輸速率。這相當于10個PAL制式或SECAM制式的TV頻道以相等帶寬同時播送模擬TV節目以及大約2到3個高清晰度電視(HDTV)節目。聲頻和視頻信息流經過數字編碼并映象變換成由188字節組成的MPEG2傳輸流包。
比特流分解成n位的包，每一個包映象變換成一個由兩個分量I及Q代表的QAM碼元(例如，n＝4位映象變換成一16-QAM碼元，n＝8位映象變換成一256QAM碼元)。該I及Q分量被濾波并用導致單一射頻(RF)的頻譜一個正弦波及一個余弦波(載波)調制。該I及Q分量通常體現為代表取自同相和正交坐標的可能的離散值的星座(constellation)。發送的信號s(t)由下式表示s(t)＝Icos(2πf0t)-Qsin(2πf0t)，其中f0是RF信號的中心頻率。I及Q分量通常是在發射機及接收機處用自乘余弦濾波所得的經濾波的波形。因此所得的RF頻譜以f0為中心，并具有R(1+α)的帶寬，其中R是碼元的傳輸速率，α是自乘余弦濾波器的衰減系數。碼元傳輸速率是傳輸比特速率的1/n，因為n比特映象變換成每時間單位1/R個QAM碼元。
為了從經調制過的載波恢復基帶信號，在傳輸線的接收端使用一解調器。該接收機必須控制接收信號的輸入放大器的增益，恢復信號的碼元頻率及恢復RF信號的載波頻率。在這些主要功能之后，在I/Q星座中接收一個點，該點是發送的QAM碼元及噪聲之和，噪聲是通過傳輸而加進去的。接收機然后基于位于QAM碼元之間一半距離的線而確定一個閥值以便確定最可能被傳送出去的QAM碼元。從這個碼元，使用與調制器中同樣的映象變換對諸比特進行去映象變換。通常，諸比特通過一前向差錯譯碼器，它糾正對于實際傳送的QAM碼元的可能的錯誤判決，前向差錯譯碼器通常包含一去交錯器，此去交錯器的作用是把可能以突發差錯的形式發生的差錯加以分散，此差錯否則是較難改正的。
如上所述，接收機必需恢復信號的采樣頻率和RF信號的載波頻率。而在已有技術中，載波頻率往往是在接收濾波器后才恢復的。例如，授予Bhatt的美國專利5,315,619描述了一種載波恢復系統，它包括時分多路傳輸的處理器，用于補償載波頻率的偏移。此載波恢復系統用在一電視信號接收機中。在該5,315,619專利中，載波恢復電路中使用了一直接數字合成器并且位于一帶通濾波器及一低通濾波器后面。該直接數字合成器把頻率控制送回到位于模擬-數字轉換電路前面的一輸入信號處理器中。
在不是純數字的載波恢復系統中，通常需要一電壓控制振蕩器(VCO)。具有純數字載波恢復時，就不需要用VCO并且提供較好的載波恢復性能。然而，已有技術的純數字載波恢復系統通常是在接收濾波器之后恢復信號頻率的，這樣安排的缺點之一是在濾波后，信號失去了它的最大能量電平，導致較低的信號增益。
本發明的一個目的是提供一QAM解調器，它具有一基帶轉換電路，此電路具有純數字載波恢復功能，因此不需要使用一電壓控制振蕩器。
本發明的另一個目的是提供一QAM解調器，其中，在接收濾波器之前就恢復了正確的信號頻率以在均衡和載波頻率估計之前維持最大信號能量。
發明概要本發明的上述目的用一正交振幅調制型解調器加以實現，此解調器有一對直接數字合成器(DDS)電路。第一個DDS電路位于接收濾波器前面的基帶轉換電路中并且在接收濾波器帶寬內以數字方式調諧信號。第二個DDS電路位于接收濾波器后面的載波恢復電路中用以微調信號的相位。該純數字載波恢復模仿電壓控制振蕩器(VCO)的作用，因此不再需要使用VCO，而且就信號的準確度及殘余相位噪聲而言，還提供了較好的載波恢復。雙DDS結構對頻率的恢復是最佳的，因為它是在接收濾波器之后進行的，這樣就可以保持最大信號能量而且對相位的恢復也是最佳的，因為短的回路載波提供了較佳的相位跟蹤，特別是在信號上有相位噪聲的情況下。
附圖簡述
圖1是網絡接口單元的方框圖，其中可使用本發明的解調器。
圖2是本發明的解調器的方框圖。
圖3是圖2中解調器的第一AGC(自動增益控制)單元的方框圖。
圖4是圖2中解調器的第二AGC單元的方框圖。
圖5是圖2中解調器的一部分的方框圖。
圖6是圖2中解調器的直接數字合成器的方框圖。
圖7是圖2中解調器的數字定時恢復電路的方框圖。
圖8是人們熟知的內插模型。
圖9是用于圖7的數字定時恢復電路的內插模型的方框圖。
圖10是用于圖2解調器中的碼元檢測電路的相位噪聲及附加噪聲估計器的方框圖。
圖11是用于圖2解調器中的雙比特差錯率估計器的方框圖。
本發明的較佳實施例請參閱圖1。本發明的QAM解調器99可以較佳地用于網絡接口單元92中作該單元的一部分。網絡接口單元92是定義為位于從一電纜網絡接收的信號95和去多路復用器的輸入信號93之間的接口部分。從電纜網絡接收的信號95被輸入一調諧器96。該調諧器在其輸入端接收在47MHz到862MHz頻率范圍內的頻率并把所選擇的頻率下變頻到一個中間頻率(IF)。這中頻頻率取決于有關地方的頻道寬度。例如，NTSC，美國和日本具有44MHz左右中頻的6MHz頻道，而PAL/SECAM及EUROPE則具有36MHz左右中頻的8MHz頻道。調諧器的輸出輸入到一聲波表面(SAW)濾波器97，該中頻等于SAW濾波器的中心頻率。將SAW濾波器97的輸出提供給一放大器98，該放大器用于補償SAW濾波器的衰減，然后將放大器98的輸出提供給QAM解調器99，該放大器98也可以具有由QAM解調器99的自動增益控制信號94控制的可變增益。本發明的QAM解調器99也可以用于其他種種用QAM或QPSK(正交相移鍵控)解調的數字傳輸系統中，例如無線鏈路，無線本地回路或內部網絡。
請參閱圖2。本發明的QAM解調器99包括一個接收中頻輸入信號12的模/數(A/D)轉換器25。該A/D轉換器25對中頻信號進行采樣并產生一圍繞中頻信號12的中心頻率F0的數字頻譜。將A/D轉換器25的輸出信號14提供給一基帶轉換電路，該轉換電路包括一直接數字合成器30以將中頻信號轉換成基帶信號。也將A/D轉換器25的輸出信號14也提供給第一自動增益控制電路(AGC1)10以控制A/D轉換器25的輸入信號12的模擬增益。
在該信號被轉換成具有I(同相)和Q(正交)信號分量的基帶信號后，將該基帶信號提供到一定時恢復電路35，用于使解調器電路的定時與輸入信號的碼元同步。該定時恢復電路35使用一連續可變的內插濾波器以對輸入信號進行采樣，此舉可允許電路恢復一大范圍的碼元速率，這將在下面作進一步的解釋。該信號然后進入一數字乘法器210，該乘法器210是一第二自動增益控制(AGC2)電路20的一部分。然后，信號通過一接收濾波器40而進入一均衡器45。該AGC2電路20是一數字AGC電路，它對在均衡器45輸入處的信號電平進行細調。該數字AGC電路20只考慮信號本身，因為相鄰頻道已被接收濾波器40濾去，因此可對由于相鄰頻道而產生的輸入功率的下降的模擬AGC1電路10進行數字式補償。該接收濾波器40是平方根自乘余弦型濾波器，它提供衰減系數從0.11到0.30，它接受定時恢復電路輸出信號并確保對帶外的干擾衰減高于43dB。這一明顯的衰減提高了網絡接口單元對相鄰頻道的補償(back off)的裕度。均衡器45補償在網絡上所遇到的不同的劣化，例如不希望的幅-頻或相-頻響應。有兩種均衡器結構可以選擇，橫向結構或具有可選擇的中心抽頭位置的決定反饋結構。
均衡器45的輸出信號提供給載波恢復電路50以恢復載波信號。該載波恢復電路50允許捕獲、跟蹤頻率偏移高達碼元速率的12％。恢復的頻率偏移可以通過一I2C接口加以監控，此信息可以用于再調節調諧器或解調器頻率以減小信號的濾波損失，這有助于改進比特差錯率。將載波恢復電路50的輸出信號52提供給確定電路55，將它也提供給功率比較電路230及數字AGC2電路20中的數字回路濾波器220以提供一增益控制信號225給乘法器210。在碼元確定電路55中，信號被提供給碼元閥值檢測器，然后到一差分譯碼器，最后信號到一DVB或DAVIC去映射變換器(de-mapper)，后者產生一被送往前向糾錯電路的被恢復的比特流57。將碼元確定電路的輸出57也提供給功率比較電路230。
該前向糾錯(FEC)電路60先執行幀的同步61，其中，比特流在輸出處被分解成204字節的包。這些包然后被提供給一去交錯器及Reed-Solomon(RS)譯碼器65，在那里，包被去交錯，然后由RS譯碼器進行糾錯，最高可達每包8個差錯(字節)。RS解碼器，如果有的話，還提供有關未糾錯包和在包中的已糾錯字節的位置信息。
交錯器有兩種深度可以選擇12(DVB/DAVIC)及17。深度17增大了系統對付脈沖噪聲的強度，但假定該信號已在監控器處與同一值進行了交錯。在RS譯碼以后，包被去擾頻以除去能量的分散。FEC電路60的數據輸出93由MPEG2傳送系統(TS)包組成，并且是解調器99的輸出。此外，比特差錯率信號68，69被傳送到雙比特差錯率估計器電路70，此電路根據糾錯及幀式樣識別估計低及高比特差錯率并產生一比特差錯率信號72。
如上所述，該雙自動增益控制(AGC)電路是位于接收濾波器之前及之后以控制信號的接收電平。第一AGC電路10是控制A/D轉換器的輸入信號的模擬增益的。請參閱圖3，A/D轉換器25的輸出信號14被提供給一AGC1 10的功率估計電路110以估計接收信號14的信號電平并把它與預定信號電平相比較。該功率估計電路110包括一平方模塊130以將信號14轉換成一方波然后輸入一比較器140。該比較器把輸入信號與一預定的基準電壓相比較，或與比較器閥值電壓相比較，并且當輸入信號的電平與比較器閥值電壓的電平相匹配時就產生一輸出信號。該比較器閥值電壓或基準電壓可以由一改變電路120獲得。該改變電路120監控相鄰頻道125的信號的出現并相應地改變基準電壓。此外，一飽和計數器115檢測在A/D轉換器中是否有飽和現象，并且如果有，則為消除飽和而發送一信號至改變電路120以調節基準電壓。在信號通過比較140后，功率估計電路110的輸出信號進入一數字回路濾波器150，后者從信號中除去載波頻率分量及諧波，但讓信號的原先的調制頻率通過。該數字回路濾波器150接收一配置信號152，該信號設置放大器的最大增益以限制非線性的發生。該數字回路濾波器150的輸出信號162被轉換成一脈沖寬度調制(PWM)信號160，該信號被提供給一RC濾波器170，它產生一控制A/D轉換器的放大器的模擬增益的信號167。數字回路濾波器的另一個輸出提供一用于監控數字回路濾波器的增益值的信號155。由于功率估計被數字回路控制所估計，控制模擬增益的脈寬調制信號可以產生非常穩定的控制。
該第二AGC電路位于接收濾波器40之后，因此只要考慮QAM信號本身的接收功率，并且在閥值確定之前把內部放大電平適應正確的電平就可以。第二AGC電路20補償第一AGC電路由于相鄰頻道的存在而產生的衰減，同時也確切地把信號電平適應于QAM信號的確定閥值電平。請參閱圖4，定時恢復電路的輸出信號42被提供給第二AGC電路20的數字乘法器210。該數字乘法器210使信號倍增，然后把經倍增的信號提供給接收濾波器40、均衡器45及載波恢復電路50，如上所述。載波恢復電路50的輸出被反饋到第二AGC電路20的功率比較器電路230，此比較器電路把來自載波恢復電路的輸出信號52與一組QAM值進行比較。一數字回路濾波器220把所有誤差信號都濾去并提供一增益控制信號225給數字乘法器210。此外，一信號227可以從數字回路濾波器提供以監控增益的大小。
現請參閱圖5和圖6，上述直接數字合成器(DDS)30以數字方式調諧來自A/D轉換器25的信號14使之即使在接收機有大的頻率偏移的情況下也能位于接收濾波器40的帶寬范圍內并且為輸入信號所用的頻率值提供較大的靈活性。中頻(IF)到基帶信號的轉換由使用在接收濾波器40之前的第一DDS 30以及在載波恢復電路50內的第二DDS 545的組合來完成，前者以數字方式調諧信號在接收濾波器頻帶寬度的范圍內，后者細調在定時恢復電路35及均衡電路45之后信號的相位。
現請參閱圖6，在中頻IF信號12通過A/D轉換器25之后，A/D轉換器的輸出的數字信號14被提供給一作為DDS1 30一部分的乘法器304。該乘法器304把數字信號14轉換成兩個并列的分量，即I(同相)及Q(正交)分量，它們形成一QAM碼元。這些信號分量通過接收濾波器40、均衡器45及載波恢復電路50，如上所述。參閱圖5，該載波恢復電路50包括一頻率偏移檢測電路525及一相位偏移檢測電路535，用以恢復行將發送到數字AGC2電路20及碼元檢測電路55的載波信號。頻率偏移的恢復可以通過一I2C接口加以監控，且此信息可以被用來重新調節調諧器頻率以減少信號的濾波損失從而改進比特差錯率。此信息也作為信號527被送到DDS1電路30以便在接收濾波器40之前完全準確地恢復頻率。相位檢測電路535發送一信號537給DDS2電路545。使用一雙DDS結構以控制IF信號的下變頻至基帶信號的有利之處在于，長的回路頻率下變頻對頻率恢復來說是最佳的，因為它是在接收濾波器40之前進行的，從而可以在均衡及載波頻率估計之前維持最大信號能量，而短的載波相位恢復則對相位跟蹤是最佳的，特別是在信號上有相位噪聲存在的情況下更是如此。
現請參閱圖6。載波恢復頻率反饋信號527被提供給DDS1電路30內的一個加法器電路306。該加法器電路306把頻率反饋信號527加到配置的IF頻率27，所形成的信號被提供給一相位累加電路305，該電路累加由頻率反饋信號537所決定的頻率元。該信號被提供給包含正弦值的合成信號的常數表303。合成的信號316被返回到乘法器304內，現在再回過來看圖5，第二DDS2電路545以相同的方式工作，只是它合成相位檢測電路535的輸出信號537。純數字載波恢復不僅免除了電壓控制振蕩器(VCO)的使用而且就信號的準確性和殘余相位噪聲而言提供了更好的載波恢復。
現請參閱圖7，定時恢復電路35使用了連續自適應內插濾波器352以再采樣輸入信號的碼元速率。與已有技術的內插方法不同，已有技術的內插方法所使用的內插函數是由t/Ts(時間/采樣間隔)定義的函數，而本發明的定時恢復電路35的內插法所使用的函數是t/Ti(時間/內插間隔)的函數。此函數允許內插濾波在性能和復雜性方面完全獨立于碼元速率并且可以提供對相鄰頻道的較好的阻止，因為此內插法阻止了在所接收頻道的帶寬以外的大多數信號。
在調制解調器應用中的內插的目的是處理由模-數轉器在1/Ts速率下產生的數字樣本x(kTs)325以產生具有傳輸波特率1/T的1/Ti倍的1/Ti速率的“內插”y(kTi)365。
下面將描述時間連續濾波器的內插法。數學模型將參照圖8進行描述。它具有一想像的數-模轉換器802，后者產生模擬脈沖814，后面是一時間連續性濾波器h(t)濾波器804，以及在時間t＝kTi的再采樣器806。輸出的內插820可用下式表示y(kTi)=Σm×(mTS)h(KTi-mTS)---(1)]]>
再回過頭來參閱圖7，重采樣時刻(t＝kTi)由一數字控制的振蕩器發出。該數字控制的振蕩器358在每一時刻Ts產生兩個信號。第一個信號361是一個溢出信號ζ，它表示一再采樣時刻(t＝kTi)在上一Ts期間已經發生。第二信號362是一個分數Ti信號η，ηTi代表自上一次重采樣時刻算起的時間。
該數字控制振蕩器358由一信號W(m)控制，它估計Ts/Ti之比。在實際的調制解調器應用中，W(m)是由一通過相位誤差估計器或定時誤差檢測器354驅動的回路濾波器356發出的。
可用下式對此作以數學描述η(m)＝[η(m-1)-W(m)]mod-1ζ(m)＝1，如果η(m-1)-W(m)＜0(2)ζ(m)＝0，如果η(m-1)-W(m) 0已有技術的內插法，用的是一由采樣周期Ts歸一化的濾波器h(t)，引入了一Ts基點指數及分數Ts間隔。在本發明所用的內插法中，上面的公式1被該寫，其中h是一變量η·Ti的函數。此函數h的性質允許內插的定時以及頻率響應可相對于內插率保持不變，從而相對于波特率也保持不變，為了實現這一點，首先請注意采樣時刻MTs可以寫成如下式所示mTs＝lmTi-η(m)Ti其中η(m)是NCO的直接輸出，(lm-1)是溢出(＝1)的數目，從t＝0直到t＝mTs。引入包含所有m的整數間隔I1，以致lm＝1，式(1)可以該寫成如下式所示y(kTi)=Σl(ΣmeI1x(mTS)·[h(k-1+η(m))Ti])---(3)]]>假定h(t)是在間隔[I1Ti，I2Ti]內的一有限長度脈沖響應，用指數j＝k-1可以重新安排式(3)y(kTi)=Σj=IlI2aj[(k-j)Ti]---(4)]]>其中，aj(lTi)=ΣmeI1x(mTS)·h[(j+η(m))Ti]]]>最后一個式子表明內插是求和并延遲(I1+I2+1)項的aj(lTi)，其中aj(lTi)是在時間間隔[(l-1)Ti，lTi]內輸入樣本x(mTs)用系數h[(j+η(m))Ti]相乘的累加。
現請參閱圖9，aj實際上是用乘法器-累加器運算器908實施的。當溢出信號ζ(m)＝1時它被重置。一系數h[(j+η(m))Ti]由一系數計算塊909發送出，其輸入η(m)由數字控制振蕩器(NCO)910輸出。
請注意乘法器累加器以頻率1/Ts運行，aj之和以在頻率1/Ti被計算。對于低的Ts/Ti比，在長的Ti期間有較大數目的乘法-累加被處理，此允許Ti-內插器相對于Ts有一較長時間的脈沖響應，并且相對于采樣頻率有一較窄的頻率帶寬。
因為實際上的原因，h[(j+η)Ti]，可以是在間隔
的η的多項式函數及h[(j+η)Ti＝pj(η)。選擇了三階的多項式供實際使用，因為這樣可以減少計算的復雜性并且允許只用少數幾個間隔Ti(一般是4～8個間隔)就有非常好的對脈沖響應h(t)的性能，也可以使用一個特別形式的多項式，以進一步減少計算復雜性。一旦選定了多項式階、形式和數目(I1+I2+1)，多項式的參數即可用代表對脈沖響應h(t)的譜限制的代價函數最小化進行計算。
此外，請注意，用于計算系數h[(j+η(m))Ti]的變量η不需要另外的任何計算和近似，而在已有技術的Ts-插入方法中就需要用另外的計算和近似。
請參閱圖10，前面描述過的載波頻率恢復電路50包括一相位噪聲估計電路506及一添加噪聲估計電路507，它產生由QAM解調器看到的殘留相位噪聲和添加噪聲的估計值。此估計值可以允許使用者把載波回路帶寬最佳化以在相位噪聲和添加噪聲之間達到最好的折衷。接收到的QAM碼元504被送到一碼元檢測或判定塊508，接收到的QAM碼元504是I/Q坐標中的一點，它在距離上接近一可能發射的QAM碼元，但由于噪聲而有所不同。該碼元檢測塊508通過尋找在被接收QAM碼元和可能傳送的QAM碼元之間的最小距離最可能被傳輸出去的QAM碼元(閥值碼元)。這樣，碼元檢測塊508就確定哪一個QAM碼元已被傳送出去。在確定的QAM碼元509及接收的QAM碼元504之間的最小均方(LMS)誤差由LMS誤差方法505決定，此方法是人們所熟知的。LMS誤差信號512連同確定的QAM碼元509被送往每一相位噪聲506及添加噪聲507估計器。
相位噪聲估計是基于最小均方誤差(dx+jdy)，其中dx+jdy＝(由接收點確定QAM碼元)。此誤差只對I及Q具有最大和相同振幅(|a|+j|a|)加以考慮。于是平均相位噪聲由式E[dx*dy]＝-|a|2E(ph2)給出。其中E是平均相位噪聲，Ph是殘余相位噪聲。相位噪聲估計器的結果518不取決于添加噪聲。
添加噪聲估計基于與相位噪聲估計中同樣的誤差信號512，但是在噪聲估計的情況下，誤差僅基于I及Q具有最小振幅(|a|＝1)的QAM信號。平均添加噪聲由式給出E[(dx*sgn(I)*I+dy*sgn(Q)*Q)2]＝E[n2]。其中n是復添加噪聲。該添 加噪聲估計器的結果不取決于信號的相位。
現請參閱圖11，從上述碼元檢測電路來的經恢復的比特流57被提供給在前向糾錯(FEC)譯碼器60內的幀同步恢復(FSR)電路61。該FSR電路61在輸出處把比特流分解為204字節的包。然后把這些包提供給幀樣式計數器62，后者在幀的足夠大的數量上維持幀的可識別樣式的計數以便獲得外加的信息，例如同步圖形，它是沒有被FEC編碼器編碼的。此信息被輸入一雙BER單元70的第一的比特差錯率估計器715。然后該比特流包被提供給去交錯器及FEC譯碼器單元65，后者如上所述產生MPEG TS數據輸出信號93。可糾正的差錯69被送入一在雙BER單元70內的計數器705，然后再到一第二比特差錯估計器716。第一BER估計器單元715的輸出及第二BER估計器單元716的輸出進入一軟件處理單元710，后者對兩個BER輸出進行比較。這給出了關于噪聲類型的進一步的信息，例如它是否由一突發或一分布誤差所產生的。對于低的比特差錯率，例如小于10-3的差錯率，該第二比特差錯率估計器716將產生較準確的值。對于高的BER或在突發差錯的情況下，第二BER估計器716是不精確的因為已超過編碼的糾錯能力。在這種情況下，第一BER誤差估計器715將更為精確。
雙比特差錯率估計器電路甚至可以在嚴重畸變或高噪聲信道的情況下評估出傳輸鏈路的質量，此有助于找出接收差的原因。具體地說，當交錯器強度提供足夠的誤差分散使誤差均勻地在幀上分散并且低于糾錯編碼的糾錯能力時，FEC編碼器65可以給出一非常準確的信息，但在突發差錯很長時只能提供非常不準確的信息。
比較兩種類型的信息可以提供一種檢測出可能發生在網絡上的噪聲差錯種類的方法。例如這將允許檢測出一個差的接收是由于突發噪聲還是其他問題例如相位噪聲或衰落產生的。對非常大的突發噪聲，在某種情況下，盡管所有差錯都是在傳輸中的某一時刻產生的，但FEC譯碼器可能只顯示出一相對較低的比特差錯率，所有差錯都是在傳輸的某一時刻產生，它可能已完全改變被傳輸鏈路傳送的信息內容，例如TV圖像、音頻等。而雙BER估計器電路可以較容易地確定傳輸差的原因，從而解決問題。
權利要求
1.一種正交振幅調制型(QAM)解調器，其特征在于，它包括一模-數轉換器，用于接收輸入信號及產生一第一信號，一基帶轉換電路，它與該模-數轉換器電氣耦合，并接收該第一信號并產生一基帶信號，該基帶轉換電路包括一第一直接數字合成器(DDS)電路，一接收濾波器，它與基帶轉換電路電氣耦合并接收基帶信號而產生一經濾波的基帶信號，一載波恢復電路，它與接收濾波器電氣耦合并接收經濾波的基帶信號而在濾波后產生一QAM信號，該載波恢復電路包括一第二DDS電路，以及一碼元檢測電路，它與載波恢復電路電氣耦合并在濾波后接收該QAM信號，從而碼元檢測電路的輸出信號就是一解調的數據信號。
2.如權利要求1所述的解調器，其特征在于，第一DDS電路包括一乘法器。
3.如權利要求2所述的解調器，其特征在于，第一DDS電路還包括一第一加法器電路，它與載波恢復電路電氣耦合，并接收一從載波恢復電路來的一頻率反饋信號，一第一相位累加電路，它與所述加法器電路電氣耦合，以及一第一常數表，它與該相位累加電路電氣耦合并提供一合成的頻率反饋信號給所述乘法器。
4.如權利要求1所述的解調器，其特征在于，載波頻率恢復電路包括一頻率偏移檢測器及一相位偏移檢測器，其中，該頻率偏移檢測器把一頻率偏移信號提供給第一DDS電路，而相位偏移檢測器則把一相位偏移信號提供給第二DDS電路。
5.如權利要求4所述的解調器，其特征在于，該第二DDS電路還包括一第二加法器電路，它與相位偏移檢測器電氣耦合并接收一相位偏移信號，一第二相位累加電路，它與所述第二加法器電路電氣耦合，以及一第二常數表，它與第二相位累加電路電氣耦合并提供一合成的相位反饋信號給該第一DDS電路。
全文摘要
本發明揭示了一種QAM解調器，該QAM解調器包括兩個直接數字合成器電路，用以提供載波同步。第一DDS位于接收機的根自乘余弦濾波器的上游，并確保頻率的同步，而第二DDS在濾波器的下游并確保相位的同步。
文檔編號H04L1/00GK1459178SQ01810517
公開日2003年11月26日 申請日期2001年2月12日 優先權日2000年4月17日
發明者K·馬萊, E·哈曼, A·德莫爾, Y·萊維 申請人:愛特梅爾股份有限公司