專利名稱：基帶數據限幅方法和設備的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及通信系統，尤其涉及進行基帶數據限幅的方法和設備。
背景技術：
在現有技術中，通信系統是眾所周知的。在許多這樣的系統中，要從發送通信單元傳送到接收通信單元的信息(例如，語音或數據信息)被表示成基帶信號，基帶信號又用于調制載波信號。在接收通信單元上，應用解調處理從載波信號中提取基帶信號。當基帶信號代表數字數據時，在接收機上進行所謂的數據限幅，以便確定已經接收到什么樣的二進制數字。一般說來，數據限幅指的是將還原的基帶信號與閾值相比較，以確定在給定數據間隔內已經發送了二進制1值還是二進制0值。進行這樣的基帶數據限幅的各種技術在現有技術中是已知的。
圖2顯示了進行AC(交流)耦合基帶數據限幅的現有設備。在當前背景下，術語AC耦合指的是只有基帶信號的較高頻成分才與閾值相比較的情況。如圖2所示，利用已知解調技術的解調器202輸出還原的基帶信號。解調器202輸出的基帶信號往往包括含有DC成分或偏置的低頻成分。圖3以電壓隨時間變化的形式顯示了示范性基帶信號Vin為了簡便起見，圖3所示的基帶信號302被表示成純正弦波形。但是，實際上，這樣的基帶信號通常包括多種頻率成分，形成更加復雜的時域波形。如圖所示，基帶信號包括偏置成分VDC304。在理想系統中，假設基帶信號保持50％忙閑度。也就是說，二進制1值(例如，用正電壓表示)在時域基帶信號中占有等于二進制0值(例如，用負電壓表示)的寬度。為了精確地將接收基帶信號與閾值相比較，并且仍然假設50％忙閑度限制，AC耦合數據限幅器利用高通濾波器204過濾出包括偏置VDC在內的所有低頻成分。實際上，高通濾波器使基帶信號變得集中在0電壓值上，而不是在DC偏置值上。圖4顯示了這種情況，其中顯示了基帶信號402被高通濾波后隨時間變化的樣子。
正如現有技術中已知的那樣，這樣的高通濾波器的特征在于，使輸入信號中的DC成分按照衰減指數曲線從濾波器輸出中消除的穩定時間常數。圖4顯示了這種作用，其中DC成分404逐漸從濾波基帶信號402中消失。提高高通濾波器的衰減作用通常需要相應地增大穩定時間常數，而穩定時間常數的增大又意味著濾波器輸出將越來越多地滯后于濾波器輸入。因此，濾波器設計通常必須在所需衰減與系統能夠忍受的穩定時間常數之間權衡利弊。
再參照圖2，把高通濾波基帶信號提供給將濾波信號與閾值Vth相比較的比較器206。由于高通濾波器204具有把基帶信號集中在0電壓或地電平的作用，因此，最好把Vth設置成那個電平上。通常，比較器對于閾值以上的任何輸入信號，將輸出預定正電壓，對于閾值以下的任何輸入信號，將輸出預定負電壓(幅度相同)。例如，假設把圖4的濾波基帶信號402施加到圖2的比較器上，示范性輸出Vout502如圖5中的粗虛線所示。請注意，由于高通濾波器的穩定時間常數，比較器206的輸出502并不精確地跟隨解調器202輸出的基帶信號302。在穩定時間常數可忽略的理想系統中，比較器206的輸出對應于圖5中的標號504所示的曲線。但是，在典型的應用中，在認為比較器的數據輸出是可靠的之前，必須經過較長的預定延遲406(通常是穩定時間常數長度的數倍)。這樣，在所接收信號的開始，就可能損失了一些數據。為了解決這個問題，可以把足夠數量的偽數據作為前置碼插入正在發送的基帶信號，以便在解調和限幅實際基帶數據之前，在接收機上對偽數據的處理過去預定的延遲。但是，這種措施埋伏了并非在所有應用中都能接受的固定信號延遲。這種措施帶來的進一步困難就是，基帶信號所代表的0或1的長間隔被高通濾波器當作要過濾掉的DC成分，從而衰減了有用信號，導致系統性能下降。
取代AC耦合方法的另一種方法是圖6所示的DC耦合方法。在這種方法中，把接收基帶信號的未濾波形式提供給比較器，并且提供DC偏置的濾波形式作為提供給比較器的閾值。在某種意義上，不是像AC耦合方法那樣，把基帶信號濾波成恰當的閾電平，DC耦合方法濾波基帶信號，以確定必要的閾電平。為此，低通濾波器604用于衰減來自基帶信號的所有較高頻成分，最好只留下要用作比較器閾值輸入的DC偏置。但是，與高通濾波器204一樣，低通濾波器604的特征也在于穩定時間常數，這意味著，在把DC偏置施加給低通濾波器的時刻與在輸出信號中反映出來的時刻之間存在著時間滯后。圖3顯示了這種情況，其中低通濾波器的輸出Vlpf306如虛線所示。由于穩定時間常數，圖6中的比較器的輸出與圖5中所示的濾波輸出502相似。也就是說，在經過預定延遲之前，比較器的輸出是不可靠的。并且，基帶信號中1或0的長字符串將使低通濾波器604的輸出漂移，引起閾電平的相應改變。本質上，圖6所示的DC耦合措施存在與AC耦合措施相同的缺陷。
DC耦合措施的一種變型是設置等于解調器輸出中的期望偏置值的初始預定值，而不是通過低通濾波來確定閾值。但是，在來自傳輸信道或接收機前端的干擾使實際偏置值與假設偏置值不同的情況下，這種措施遇到麻煩，從而導致非最佳閾值的使用。為了克服偏置值的可能漂移，如圖7所示，還有一種措施就是不斷調整閾電平。
最初，把閾值設置成預定值Vth(0)。如圖7所示，讓比較器的輸出經過具有均化比較器輸出的忙閑度作用的低通濾波器708。例如，如果閾值太低，比較器輸出將具有過分長的高間隔，例如，忙閑度大于50％。低通濾波器通過越來越大的正輸出值來反映忙閑度的這種增加。然后，通過加法器710把這種增加的低通濾波器輸出加入初始閾值中，從而，有助于糾正閾值。當閾值太高，導致過分長的低間隔，例如，忙閑度小于50％時，相同的過程以相反的方式進行。在這種情況下，低通濾波器的輸出將變成越來越小的負值，從而使實際閾值變小。但是，與上述其它基于濾波器的措施一樣，這種方法也受到二進制1和0值的長字符串的負面影響。圖8顯示了這種情況，其中顯示了示范性比較器輸出波形802和來自低通濾波器708的對應輸出804。請注意，二進制0值(在輸出波形802中被顯示成負電壓)和二進制1值(在輸出波形802中被顯示成正電壓)的長字符串使低通濾波器708的輸出804漂移了。這個漂移的幅度取決于使用的實際濾波器構成和遇到的1字符串和0字符串的長度。但是，這種漂移的總體效果是引起閾值不必要的改變，從而使系統性能變差。
因此，需要一種改進的數據限幅技術，它能夠降低通常在AC耦合和DC耦合數據限幅技術中遇到的濾波器穩定時間的影響。
發明內容
本發明提供了基本上能夠克服現有技術中由濾波器穩定時間引起的性能變差的數據限幅技術。提供了DC耦合數據限幅器和AC耦合數據限幅器，這兩者分別根據可變閾值和固定閾值，對基帶信號進行數據限幅。可變閾值最初被設置成存儲的閾值，其中存儲的閾值代表可變閾值以前使用過的值。確定DC耦合限幅數據與AC耦合限幅數據之間的差值，將這個差值用于調整可變閾值。在優選實施例中，采取異或門形式的比較器用于確定DC耦合限幅數據與AC耦合限幅數據之間的差值，以便提供閾值誤差信號，這個閾值誤差信號又被轉換成提供閾值糾正信號的調整量。AC耦合數據限幅器的特征在于穩定時間常數。因此，在最好設置成穩定時間常數數倍的預定延遲截止之前，不調整可變閾值。在預定延遲還未定時，DC耦合數據限幅器提供可靠數據。在預定延遲截止之后，對可變閾值加以調整，以便糾正DC耦合數據限幅器輸出的期望忙閑度的任何檢測變化。這樣，本發明就克服了源自現有技術中固有的穩定時間的各種問題。
圖1是可以從本發明的應用中獲益的通信系統的方塊圖；圖2是根據現有技術進行AC耦合基帶數據限幅的設備的方塊圖；圖3-5顯示了在現有AC和DC耦合基帶數據限幅系統中出現的示范性波形；圖6是根據現有技術進行DC耦合基帶數據限幅的設備的方塊圖；圖7是根據現有技術進行另一種形式DC耦合基帶數據限幅的設備的方塊圖；圖8顯示了在圖7的設備中出現的示范性波形；圖9是根據本發明進行基帶數據限幅的設備的方塊圖；和圖10-12顯示了在圖9的設備中出現的示范性波形.
具體實施例方式
現在參照圖9-12更全面地描述本發明。圖9所示的設備包括利用已知解調技術提供基帶信號的解調器902。正如現有技術中已知的那樣，使用的具體解調技術取決于使用的調制技術。例如，當使用頻移鍵控(FSK)調制時，要使用相應的FSK解調器；在這一點上本發明不受限制。
把解調器902的輸出提供給DC耦合數據限幅器903和AC耦合數據限幅器905。DC和AC耦合數據限幅器903和905的具體實施例顯示在圖9中。DC和AC耦合數據限幅器903和905兩者分別包括比較器906和908。在優選實施例中，正如現有技術中已知的那樣，比較器906和908包括適當配置的運算放大器。這兩個比較器都包括閾值輸入端。在DC耦合限幅器903中，通過加法器925的輸出端提供可變閾值907。正如下面所述的那樣，可變閾值907是最初設置成以前存儲的閾值Vth(0)的固定閾值與定期施加的閾值糾正信號的不斷更新的和值。相反，把固定閾值909施加到AC耦合比較器908的閾值輸入端上。如圖所示，最好把固定閾值909設置成AC耦合的參考點。
AC耦合數據限幅器905的特征還在于，存在用于濾波輸入到限幅器905的基帶信號的高通濾波器904。就設計選擇而言，各種設備(例如，數字或模擬濾波器)的任何一種都可以用作高通濾波器。實際上，已經證明，時間常數是單基帶態的最大期望寬度的6.9倍的、單極點設計的簡單模擬高通濾波器能提供可接受的結果。實際上，單基帶態的最大期望寬度取決于正在發送的信息的類型，并且是單數據間隔的寬度乘以連續不變最大位數。對于壓縮數據，連續1或0的最大個數是受到極大限制的，并且，在本發明的一種實施方案中，假設為32個數據間隔。在本發明的背景下，刻劃基帶信號的數字間隔是用于發送信息的一個信號位的時間長度。一般說來，穩定時間常數應該比基帶信號的數據間隔長，并且，在優選實施例中，至少是比數據間隔長的數量級。
DC耦合限幅數據由DC耦合限幅器903輸出，AC耦合限幅數據由AC耦合限幅器905輸出。DC耦合限幅數據被認為是設備的接收數據輸出。AC耦合限幅數據用于與DC耦合限幅數據相比較，以便確定對輸入到DC耦合限幅器903的比較器906的可變閾值907應該作什么樣的糾正(假如有的話)。
為此，配備了另一個比較器910。比較器910的特征在于，當它的各個輸入是不同值時，它以正電壓輸出的形式提供提示，當它們相同時，它提供0輸出，故優選形式是如圖所示的異或門。因此，比較器910的輸出采取脈沖序列的形式，其中各個脈沖的寬度與DC耦合限幅數據輸出與AC耦合限幅數據輸出之差成正比。尤其是，比較器910的輸出起閾值誤差信號的作用，因為它指示可變閾值907與其它最佳閾值之間的失配。在圖10-12中通過舉例顯示了這種情況。
圖10顯示了與DC耦合數據限幅器903的輸出(Vc)相對應的示范性波形。如圖10所示，假設初始閾值Vth(0)是可靠的，那么，DC耦合輸出從一開始就是有意義的。如圖11所示，并且如上面針對圖2-6所述，在穩定時間常數的作用還沒有消失之前，AC耦合輸出(Vd)是沒有意義的。在所示的例子中，圖10顯示了用于確定DC耦合輸出的后一部分的可變閾值907太低，導致忙閑度大于50％的條件。因此，當與假設能提供50％忙閑度的可靠AC耦合輸出相比較時(倘若在穩定時間常數的失真作用已經消失之后)，可以弄清DC耦合輸出與AC耦合輸出之間的精確差值。在圖12中比較器910的輸出顯示了這種情況。如圖所示，比較器910的輸出(Ve)包括一系列脈沖，其中每個脈沖的寬度代表兩個波形之差，從而代表閾值誤差信號。
本發明提供了把閾值誤差信號轉換成可以用于調整可變閾值907的閾值糾正信號的能力。為此，配備了AND(“與”)門912、914。把比較器910輸出的閾值誤差信號提供給AND門912和914每一個的輸入端。另外，把DC耦合數據提供給第一AND門912的正常輸入端，和第二AND門914的反相輸入端。在這種安排下，當可變閾值907太低時，第一AND門912的輸出將跟隨閾值誤差信號的脈沖，而第二AND門914的輸出將是0。相反，當可變閾值907太高時，第二AND門914的輸出將跟隨閾值誤差信號的脈沖，而第一AND門912的輸出將是0。當然，在DC和AC耦合輸出基本匹配(即，在比較器910的分辨率之外)的那些情況下，AND門912和914兩者的輸出將都是0。這樣，AND門912和914的輸出起可以用于把調整量加入可變閾值907中的互斥糾正信號的作用。
如上所述，在穩定時間常數的作用還沒有消失之前，AC耦合數據限幅器的輸出是不可靠的。在優選實施例中，在經過預定延遲之前，這些作用通過忽略AC耦合限幅器905的輸出，從而忽略比較器910和AND門912和914的輸出來解決。將預定延遲設置得比刻劃高通濾波器904的穩定時間常數長，在優選實施例中，將其設置成穩定時間常數的倍數。實際上，已經證明，是高通濾波器時間常數的6.9倍的預定延遲是可接受的。圖4顯示了示范性預定延遲406。預定延遲通過第二對AND門916和918引入圖9的設備中。尤其是，第一對AND門912和914輸出的糾正信號由只有在預定延遲截止之后才確信存在的“ENABLE(允許)”信號選通，該“ENABLE(允許)”信號的存在可由，例如，定時器電路、適當編程的控制器或在現有技術中已經的任何其它裝置確定。每當解調器開始提供有意義的輸出時，即，在開始接收兼容調制信號時，初始化預定延遲。
一旦允許經過第二對AND門916和918，就把糾正信號施加到累加設備920。在所示的實施例中，通過標號為916的AND門的糾正信號是可變閾值需要向上調整的指示。相反，通過標號為918的AND門的糾正信號是可變閾值需要向下調整的指示。在這兩種糾正信號中，所表示的脈沖數和它們各自的寬度是加入可變閾值907中的調整量的指示。配備累加設備920是為了集中這些調整量的效應。
例如，累加設備920可以包括邊緣觸發可逆計數器、帶有充電泵輸入端的模擬積分器等。在邊緣觸發可逆計數器的情況中，參考取樣時鐘用于啟動向上或向下計數。在模擬積分器的情況中，積分器輸出分別向上或向下地與AND門916和918的輸出的寬度成比例。與它的具體構成無關，累加設備920在預定時間截止之后，以遞增方式響應每個糾正信號，并且提供代表糾正信號的累加效應的閾值糾正信號922。閾值糾正信號922是以模擬或數據格式提供，這取決于累加設備920的具體構成，在加入可變閾值907中之前，閾值糾正信號922的格式可能需要轉換設備923(即，模擬-數字或數字-模擬轉換器)轉換。
由于可變閾值907的性能是隨時間而改變的，因此，必須定期施加閾值糾正信號，以便糾正可變閾值。用采取頻率fs定期關閉的開關923就代表這種操作。所使用的具體采樣頻率是設計選擇的事，并且依賴于高通濾波器截止頻率。在如上所述的本發明的實施方案中，采取頻率是高通濾波器截止頻率的6.9倍。每當采樣時，就由加法器903把轉換設備923的輸出加入初始閾值Vth(0)中。和值是施加給比較器906的有效閾值907。在斷電之前，初始閾值Vth(0)保持不變。一旦斷電，就把可變閾值907存儲在存儲器924中，代表以前的好閾值。一旦通電，就從非易失性存儲器924中裝入以前的好閾值，用作Vth(0)。
在一個實施例中，圖9的設備可以包括在圖1所示那種類型的無線通信系統100中，尤其包括在接收單元104中。在優選實施例中，無線通信設備100包括在所謂U-NII5.25-5.35GHz頻帶中運行的射頻(RF)系統。本領域的普通技術人員應該認識到，圖9的設備可以包括在需要數據限幅操作的任何通信系統中的接收單元中，并且，在這一點上，本發明不受任何限制。
上面所描述的內容只不過說明了本發明原理的應用。本領域的普通技術人員可以在不偏移本發明的精神和范圍的情況下，實施其它裝置和方法。
權利要求
1.一種對基帶信號進行基帶數據限幅的設備，該設備包括DC耦合數據限幅器，用于根據可變閾值，對基帶信號進行數據限幅，以便提供DC耦合限幅數據；和AC耦合數據限幅器，用于只有在刻劃該AC耦合數據限幅器的穩定時間常數截止之后，才根據固定閾值，對基帶信號進行數據限幅，以便提供AC耦合限幅數據，其中，DC耦合限幅數據與AC耦合限幅數據之間的差值用于調整可變閾值。
2.根據權利要求1所述的設備，其中，所述穩定時間常數長于刻劃基帶信號的數據間隔。
3.根據權利要求2所述的設備，其中，所述穩定時間常數至少是比數據間隔大的數量級。
4.根據權利要求1所述的設備，其中，在預定延遲截止之前，不調整可變閾值。
5.根據權利要求4所述的設備，其中，預定延遲是穩定時間常數的倍數。
6.一種包括根據權利要求1所述的設備的無線通信單元。
7.根據權利要求6所述的無線通信單元，還包括提供所述基帶信號的解調器。
8.根據權利要求6所述的無線通信單元，還包括存儲器，其中，一旦該無線通信單元斷電，就把可變閾值存儲在存儲器中，以便提供存儲的閾值，和其中，一旦該無線通信單元通電，所存儲的閾值就用于初始化可變閾值。
9.一種根據基帶信號確定閾值誤差信號的設備，該設備包括DC耦合數據限幅器，用于把基帶信號和第一數據閾值取作輸入，并且提供第一信號作為輸出；AC耦合數據限幅器，用于把基帶信號和第二數據閾值取作輸入，并且提供第二信號作為輸出；和比較器，用于把第一信號和第二信號取作輸入，并且提供閾值誤差信號作為輸出。
10.根據權利要求9所述的設備，其中，所述AC耦合數據限幅器還包括根據基帶信號操作的高通濾波器，其中，刻劃高通濾波器的穩定時間常數長于刻劃基帶信號的數據間隔。
11.根據權利要求10所述的設備，其中，所述穩定時間常數至少是比所述數據間隔大的數量級。
12.根據權利要求9所述的設備，其中，所述比較器包括異或門，其中，所述閾值誤差信號代表所述第一信號與所述第二信號之間的差值。
13.根據權利要求9所述的設備，還包括根據閾值誤差信號提供閾值糾正信號的裝置，其中，施加該閾值糾正信號是為了糾正所述第一數據閾值。
14.根據權利要求13所述的設備，其中，在預定延遲截止之前，不提供所述閾值糾正信號。
15.根據權利要求14所述的設備，其中，所述預定延遲是刻劃AC耦合數據限幅器的穩定時間常數的倍數。
16.根據權利要求13所述的設備，其中，所述提供裝置還包括第一AND門，用于把所述第一信號和所述閾值誤差信號取作輸入，并且提供第一糾正信號作為輸出；第二AND門，用于把所述第一信號的反相形式和所述閾值誤差信號取作輸入，并且提供第二糾正信號作為輸出，其中，所述第一糾正信號用于把第一調整量加入到所述閾值糾正信號中，和所述第二糾正信號用于把與所述第一調整量相反的第二調整量加入到所述閾值糾正信號中。
17.根據權利要求16所述的設備，其中，所述提供裝置還包括累加地存儲所述第一調整量和所述第二調整量并且提供所述閾值糾正信號作為輸出的裝置。
18.一種包括根據權利要求9所述的設備的無線通信單元。
19.根據權利要求18所述的無線通信單元，還包括提供所述基帶信號的解調器。
20.根據權利要求18所述的無線通信單元，還包括存儲器，其中，一旦該無線通信單元斷電，就把所述第一數據閾值存儲在存儲器中，以便提供存儲的閾值，和其中，一旦該無線通信單元通電，所存儲的閾值就用于初始化所述第一數據閾值。
21.一種在通信單元中，對基帶信號進行基帶數據限幅的方法，該方法包括如下步驟根據可變閾值，對基帶信號進行DC耦合數據限幅，以便提供DC耦合限幅數據；只有在刻劃AC耦合數據限幅的穩定時間常數截止之后，才根據固定閾值，對基帶信號進行AC耦合數據限幅，以便提供AC耦合限幅數據；和根據DC耦合限幅數據與AC耦合限幅數據之間的差值調整可變閾值。
22.根據權利要求21所述的方法，其中，所述穩定時間常數長于刻劃基帶信號的數據間隔。
23.根據權利要求22所述的方法，其中，所述穩定時間常數至少是比所述數據間隔大的數量級。
24.根據權利要求21所述的方法，其中，在預定延遲截止之前，不執行所述調整步驟。
25.根據權利要求24所述的設備，其中，所述預定延遲是穩定時間常數的倍數。
26.根據權利要求21所述的方法，其中所述通信單元是無線通信單元。
27.根據權利要求21所述的方法，還包括如下步驟一旦該通信單元斷電，就把所述可變閾值存儲在存儲器中，以便提供該存儲的閾值；和一旦該通信單元通電，就根據所存儲的閾值初始化所述可變閾值。
28.一種在通信單元中，根據基帶信號確定閾值誤差信號的方法，該方法包括如下步驟根據第一數據閾值對所述基帶信號進行DC耦合數據限幅，以便提供第一信號；根據第二數據閾值對所述基帶信號進行AC耦合數據限幅，以便提供第二信號；和將所述第一信號和所述第二信號進行比較，以便提供所述閾值誤差信號。
29.根據權利要求28所述的方法，所述進行AC耦合數據限幅的步驟還包括如下步驟高通濾波所述基帶信號，其中，刻劃所述高通濾波的穩定時間常數長于刻劃所述基帶信號的數據間隔。
30.根據權利要求29所述的方法，其中，所述穩定時間常數至少是比所述數據間隔大的數量級。
31.根據權利要求28所述的方法，其中，所述比較步驟還包括如下步驟對所述第一信號和所述第二信號進行異或運算，以便提供所述閾值誤差信號。
32.根據權利要求28所述的方法，還包括如下步驟根據所述閾值誤差信號提供閾值糾正信號，其中，施加該閾值糾正信號是為了糾正所述第一數據閾值。
33.根據權利要求32所述的方法，其中，在預定延遲截止之前，不執行所述提供閾值糾正信號的步驟。
34.根據權利要求33所述的方法，其中，所述預定延遲是刻劃所述執行AC耦合數據限幅的步驟的穩定時間常數的倍數。
35.根據權利要求32所述的方法，其中，所述提供步驟還包括如下步驟對所述第一信號和所述閾值誤差信號進行第一AND運算，以便提供第一糾正信號；對所述第一信號的反相形式和所述閾值誤差信號進行第二AND運算，以便提供第二糾正信號；和把基于所述第一糾正信號的第一調整量和基于所述第二糾正信號的第二調整量加入閾值糾正信號中，其中，所述第二調整量與所述第一調整量相反。
36.根據權利要求35所述的方法，其中，所述加入第一和第二調整量的步驟還包括如下步驟累加地存儲所述第一調整量和所述第二調整量，以便提供累加調整量；和提供所述累加調整量作為所述閾值糾正信號。
37.根據權利要求28所述的方法，其中，所述通信單元是無線通信單元。
38.根據權利要求28所述的方法，還包括如下步驟一旦所述通信單元斷電，就把所述第一數據閾值存儲在存儲器中，以便提供存儲的閾值；和一旦所述通信單元通電，就根據所存儲的閾值初始化所述第一數據閾值。
全文摘要
DC耦合數據限幅器(903)根據可變閾值(921)對基帶信號進行操作和AC耦合數據限幅器(905)根據固定閾值(909)對基帶信號進行操作。可變閾值最初被設置成與可變閾值以前使用過的值相對應的存儲閾值。確定DC耦合限幅數據與AC耦合限幅數據之間的差值，將這個差值用于調整可變閾值。在一個實施例中，AC耦合數據限幅器(905)的特征在于穩定時間常數。在最好設置成穩定時間常數數倍的預定延遲截止之前，不調整可變閾值。在預定延遲截止之后，對可變閾值加以調整，以便糾正DC耦合數據限幅器輸出的期望忙閑度的任何檢測變化。這樣，本發明就克服了源自現有技術中固有的穩定時間的各種問題。
文檔編號H04L25/06GK1426652SQ01808486
公開日2003年6月25日 申請日期2001年3月14日 優先權日2000年3月15日
發明者賈森·R·安德森 申請人:記憶鏈公司