專利名稱：用超外差式鎖相環路的定時信號恢復的制作方法
技術領域：
本技術領域為可重寫的光學存儲介質，更具體地為可重寫的數字視盤。
背景在諸如數字視盤等光學存儲設備上記錄與讀取數據需要定時信號恢復電路，該光存儲設備可包含導頻音或基準信號。這種基準信號的實例為光學記錄盤上的紋槽路徑中的擺頻信號。
在光學數據存儲設備中的跟蹤或其它光檢波器中抽取的原始擺頻信號除了帶其調制的要求的定時基準信號之外還包含來自主數據記錄與再現功能的噪聲與干擾及來自鄰道的噪聲與干擾。如果光學數據存儲設備以恒定角速度的理想方式操作，則要恢復的定時基準信號的中心頻率范圍是寬的，大于一個倍頻程，并通常是2.5至1。為了隔離定時基準信號與最小不穩定性，及解調該信號所攜帶的地址或其它信息，帶鎖相再生的濾波與同步檢波能達到最佳性能。滿足這些標準在至少一個所需的濾波器的相位線性度上施加了昂貴的制約。
概述恢復定時基準信號的電路包含一個超外差式鎖相環路。該恢復電路避免了對具有大百分比帶寬的相位線性濾波器的需求并允許將濾波器放置在要通過的中心頻率基本上固定的恢復電路中的一個點上。這樣構成的恢復電路還允許濾波器的帶寬更窄并適合與定時恢復信號的調制特征匹配。這一進一步的結果導致到限幅器與相位檢波器中的更好的信噪比，改進了該鎖相環路的性能。
在一個實施例中，該恢復電路包含提供用于定時電路的基準信號的高頻基準振蕩器。將該基準信號應用在除以M級上，其中M指第一擺頻周期的數據位數。在這一實施例中，M的值是固定的。將這樣分隔的基準信號進一步應用在除以四級上以產生供在超外差式混頻電路中混頻的同相與正交相位信號。第二混頻器的輸出提供定時信號1/T。
在另一實施例中，提供更靈活的跟蹤與控制并使用較低頻率本機(基準)振蕩器的定時恢復電路包含兩個環路，環路A與環路B。環路A執行擺頻信號的超外差式跟蹤，并輸出再生的擺頻信號到環路B。環路B為生成主數據時鐘頻率1/T與信號4/T的合成器環路。環路B還生成可用作擺頻定時輸出的恢復的擺頻信號1/MT。本定時恢復電路消除了可能產生多義性并從而需要同步的分頻器級。
本定時恢復電路的另一優點為環路A與B是級聯的但并不互相作用，從而能獨立地調節它們的特征。固而本定時恢復電路的整個傳輸功能將是環路A與B的級聯組合。例如，可將環路A設定成具有窄帶寬來完成大多數需要的濾波。這時可給予環路B寬帶寬以便于獲得鎖定。作為替代，可給予環路A與B類似的帶寬將級聯用于最佳濾波。由于環路A與B的獨立布置，本定時恢復電路能與具有不同M值的光學存儲設備一起工作。
詳細描述當在諸如數字視盤等光學存儲設備上記錄與讀取數據時，使用定時信號恢復電路。該光學存儲設備在其上面的紋槽的路徑中包含諸如擺頻信號等基準信號。恢復電路包含超外差式鎖相環路。該恢復電路避免對大百分比帶寬的相位線性濾波器的需求并允許將濾波器放置在恢復電路中要通過的中心頻率基本固定的點上。這樣構成的恢復電路進一步允許濾波器的帶寬較窄并裁剪成與定時恢復信號的調制特征匹配。這進一步導致到限幅器與相位檢波器中的較佳信噪比，改進鎖相環路的性能。
在一個實施例中，光學存儲設備在勻角速度上旋轉。結果，數據率在光學存儲設備的半徑上改變。對于典型的光學存儲設備，從光學存儲設備的內側半徑到外側半徑，數據率在大約2.5到1的范圍上變化。為了在位率在2.5到1的范圍上變化時恢復變化中的定時信號，在恢復電路中采用了鎖相環路。如果能將濾波與同步必須在其上面工作的頻率范圍限制在窄的頻率范圍中，恢復電路所要求的濾波與同步更高效。為了允許窄頻率范圍，恢復電路包含超外差式環路。
圖1示出包含超外差式鎖相環路的定時信號恢復電路100。恢復電路100用于從包含擺頻分量101(此后稱作擺頻信號)的模擬輸入非歸一化跟蹤誤差信號恢復定時信號1/T159。為了示例目的將擺頻信號101示出為在0.8-2.0MHz上(2.5到1的變化)。信號101的頻率表示進入信號的期望部分，而恢復電路100不限于處理限制在0.8到2.0MHz頻帶上的信號。
將擺頻信號101作用在抗假低通濾波器(LPF)102上，后者濾去否則會與恢復電路100的其它分量混頻的頻率。然后將濾波后的擺頻信號101作用在混頻器104上。混頻器104混入本機信號143，后者為了示例的目的在8.0與9.2MHz之間變化。混頻器104生成和與差信號來產生頻率基本上恒定的只帶有導致頻率改變的噪聲與調制分量的上移10MHz信號105。然后將該10MHz信號105作用在定中在10MHz附近的帶通濾波器106上。因為信號105基本上是恒定的，帶通濾波器106可在非常窄的頻率范圍上工作以濾去噪聲并通過期望的信號信息。可以根據噪聲、跟蹤、與信息考慮來確定頻率范圍的實際設定。頻率范圍越窄，排除的噪聲越多。頻率范圍越寬，恢復電路100跟蹤盤速度中的變化越容易。最終，頻率范圍必須寬到足以通過伴隨擺頻信號101的調制信息，因為調制包含盤尋址信息。
將濾波后的信號105作用在硬限幅器108上。硬限幅器108消除信號105中的幅度變化并將信號105從模擬信號轉換成數字擺頻信號109。將數字擺頻信號109作用在異或門與相關的邏輯電路110與120上。異或門110與120執行類似于模擬混頻器的混頻功能。具體地，異或門(混頻器)110接收10MHz正交相位信號121而異或門(混頻器)120接收10MHz同相信號123。將10MHz信號121與123與數字擺頻信號109“混頻”并將得出的輸出信號分別作用在線性相位LPF112與124上。同相信號123在混頻器120上提供基準來解調包含在數字擺頻信號109上的任何調制。從而，如在二進制移相鍵控中的情況，如果擺頻信號101的相位是反相的，則在混頻器120的輸出上能感測到這種相位反相，并且混頻器120的輸出的極性將改變。
線性相位LPF濾波器112與124保持擺頻信號調制的波形。LPF112的輸出包含跟蹤環路誤差信號并將其作用在環路控制電路114上。環路控制電路114控制跟蹤環路動態特征與帶寬，并提供輸出誤差信號115給電壓控制的振蕩器130。在電壓控制的振蕩器130上，輸出誤差信號115控制來自電壓控制的振蕩器130的輸出信號131的頻率。
將輸出信號131作用在除以M級上，并將輸出信號131的頻率除以M，其中M為擺頻周期長度與軌跡上的數據位長度之間之比的測度，因此每一擺頻周期具有M個數據位。在一個實施例中，對于特定的光學記錄設備M的值是固定的。然后將分隔的輸出信號作用在除以4級142上，并將輸出信號的頻率進一步除以4來產生本機信號143。然后將本機信號143作用在混頻器104上。這一反饋確保作用在帶通濾波器106上的信號105接近所希望的10MHz。
正交相位信號121與同相信號123是從本機振蕩器116開始生成的，它提供1280 MHz輸出信號117。將信號117作用在除以M級118上產生40MHz信號119。將40MHz信號119作用在除以4級122上產生正交相位信號121與同相信號123。
來自本機振蕩器116的輸出信號117還作用在混頻器132上。混頻器接收作為來自電壓控制的振蕩器130的輸出信號的第二輸入。然后混頻器132提供輸出信號給低通濾波器134。將LPF134的輸出信號作用在緩沖器/放大器136上以生成4/T信號137。進一步將4/T信號137提供給除以4級158以產生所希望的定時信號1/T159。
返回到除以4級122，在混頻器120中將同相信號123與數字擺頻信號109混頻，并將得出的輸出信號作用在線性相位LPF124上以產生原始I信道信號125。也將同相信號123作用在混頻器150上。對混頻器150的第二輸入為8.0與9.2MHz之間的信號143。混頻器150產生和與差信號。混頻器150的輸出稱作恢復的擺頻信號(模擬)。將恢復的擺頻信號作用在抗假LPF152上以便只選擇從混頻器150輸出的差頻率。然后將LPF152的輸出作用在硬限幅器154上以產生數字恢復的擺頻信號1/MT157。還將恢復的擺頻信號1/MT157作用在同步電路156上。同步電路156控制除以4電路158的同步以便產生定時信號159。同步控制是必要的，因為在加電情況中，除以4級158能出現四種不同狀態之一0-0、0-1、1-0、1-1。只有這四種狀態之一對恢復的擺頻信號1/MT157具有適當的相位關系。同步電路156取恢復的擺頻信號1/MT157并強制除以4級158的相位對應于恢復的擺頻信號1/MT157的相位。
圖1中所示的恢復電路100允許使用窄帶寬相位線性帶通濾波器106。帶通濾波器106的帶寬只須復蓋擺頻信號的相對地窄的調制帶寬。然而，恢復電路100需要高頻本機(基準)振蕩器，它具有用于非歸一化擺頻信號的有限的最大輸入頻率，及需要帶有固定的M值的光學存儲設備。
圖2示出提供更靈活的跟蹤與控制且使用較低頻率的本機(基準)振蕩器的電路200。電路200包含兩個環路，環路A與環路B。環路A執行擺頻信號201的超外差式跟蹤，并將再生的擺頻信號255輸出到環路B。環路B為生成主數據時鐘頻率1/T271及信號4/T267的合成器環路。環路B還生成可用作擺頻定時輸出的恢復的擺頻信號1/MT。電路200消除了可能產生多義性并從而需要同步的除法器級。
電路200的另一優點在于環路A與B是級聯的但并不交互作用，允許獨立地調節它們的特征。從而電路200的整體傳輸功能將是環路A與B的級聯組合，例如，可將環路A設定為具有窄的帶寬來完成大多數必要的濾波。然后給予環路B寬帶寬以便獲得鎖定。作為替代，可給予環路A與B類似的帶寬將級聯用于最佳的濾波。由于環路A與B的獨立布置，電路200能與具有不同M值的光學存儲設備一起工作。
在電路200上接收的非歸一化擺頻信號201可從0.8到2.0MHz改變到3.2-8.0MHz(2.5對1)。將非歸一化擺頻信號201作用在抗假LPF202上。該LPF以類似于圖1中所示的LPF102的方式工作。將LPF202的輸出作用在混頻器204上。混頻器204還接收10.8到12.0MHz到13.2到18.0MHz上的信號253。混頻器混頻這兩個信號以產生10MHz上的頻移模擬輸出信號205。將這一10MHz信號205作用在具有選擇成通過基本信號及其調制分量的帶寬的帶通濾波器上。從而，可將帶通濾波器206設計成具有相對地窄的帶寬，使得高效濾波器的實現比寬帶寬濾波器的情況容易得多。將帶通濾波器206的濾波輸出提供給硬限幅器208以提供數字恢復的擺頻信號209。
將擺頻信號209提供給正交相位混頻器210與同相混頻器220。如圖2中所示，可作為異或門與相關邏輯電路實現混頻器210與220。如果來自帶通濾波器206的輸入信號是以模擬格式提供的，混頻器210與220也可作為模擬解調器實現。混頻器210與220混頻本機(基準)振蕩器240提供的基準信號，本機振蕩器提供40MHz信號241給除以4級222。除以4級222提供10MHz上的正交相位信號221及10MHz上的同相信號223。
將混頻器210的輸出提供給線性相位LPF224，混頻器210的輸出包含控制電壓控制的振蕩器230及調整電壓控制的振蕩器230與用于跟蹤目的的必要信息。將線性相位LPF224的輸出提供給costas解調器226。將混頻器220的輸出提供給線性相位LPF232，并將線性相位LPF232的輸出提供給限幅器234以便提供數字輸入控制信號給Costas解調器226。這一對Costas解調器226的輸入是通過開關236提供的。也可選擇開關236將選通脈沖信號237提供給Costas解調器226。
可將環路A轉換成Costas解調器模式，如果將二進制移相鍵控用作擺頻信號201上的調制手段這將是必要的。為了保持環路A跟蹤通過二進制移相鍵控型調制，將數字化的原始I(同相)信道信息信號饋入Costas解調器226中。該Costas解調器作為倒相器工作，并在將誤差信號饋送到環路控制228與電壓控制的振蕩器230之前倒轉從正交相位混頻器210出來的誤差信號的相位。擺頻信號的倒置考慮到當施加二進制移相鍵控時擺頻信號的相位是倒置的這一事實。倒置之后，將擺頻信號作用在環路控制228上，在其中將其用于控制電壓控制的振蕩器230。電壓控制的振蕩器230依次提供本機振蕩器信號給混頻器204。
在級聯中將環路A的輸出提供給合成器環路B。具體地，在混頻器250中混頻電壓控制的振蕩器230的輸出與同相基準信號223。LPF232取這兩個頻率之差作為恢復的擺頻信號。恢復的擺頻信號不包含有可能在輸入擺頻信號上的幅度變化，但恢復的擺頻信號具有Costas解調器226所跟蹤的與通過LPF252的完全相同的頻率特征。將LPF252的輸出提供給硬限幅器254去產生數字信號255。合成器環路B提供1/MT信號273、定時信號1/T271及4/T信號267。分別包含LPF258、環路控制260、電壓控制的振蕩器B262及除以M與除以4級268與264的反饋環路提供環路B的控制與操縱。具體地，環路B跟蹤頻率1/MT上的擺頻信號201，從而混頻器256上存在的任何相位誤差都進入環路B的環路控制260中的LPF258。電壓控制的振蕩器B262受到操縱，使得從電壓控制的振蕩器B262出來的頻率，一旦被除以4及被除以M，便與同相輸入信號255的頻率匹配。
權利要求
1.一種供與可重寫的光學存儲設備一起使用的定時恢復電路(100)，包括接收包含擺頻分量的非歸一化跟蹤誤差信號(101)的第一混頻器(104)；耦合在第一混頻器上的帶通濾波器(106)，該帶通濾波器具有包含擺頻分量的調制分量的帶寬；耦合在帶通濾波器上的第二混頻器電路(110，120)，該第二混頻器電路向第一混頻器(104)提供基準輸入(143)；以及對該第二混頻器電路提供固定頻率輸入的固定基準頻率電路(116，118)。
2.如權利要求1的定時恢復電路，其中該第二混頻器電路包括正交相位混頻器(110)；耦合在該正交相位混頻器的輸出端上的電壓控制的振蕩器(130)；以及同相混頻器(120)，其中該正交相位混頻器與該同相混頻器接收固定頻率基準輸入，及其中該正交相位混頻器操縱該電壓控制的振蕩器提供基準輸入到第一混頻器。
3.如權利要求2的定時恢復電路，其中該第二混頻器電路還包括耦合在正交相位混頻器上的線性相位低通濾波器(112)；以及耦合在該線性相位低通濾波器與該電壓控制的振蕩器(130)上的環路控制(114)。
4.如權利要求2的定時恢復電路，其中該第二混頻器電路還包括耦合在正交相位混頻器上的線性相位低通濾波器(224)；耦合在該線性相位低通濾波器上的Costas解調器(226)，其中該Costas解調器接收來自同相混頻器的輸出；以及耦合在該Costas解調器與該電壓控制的振蕩器上的環路控制(228)。
5.如權利要求2的定時恢復電路，其中該正交相位(110)與同相(120)混頻器是異或(XOR)門。
6.如權利要求2的定時恢復電路，還包括耦合在電壓控制的振蕩器(130)與固定頻率電路(116，118)上的第二混頻器(132)，該第二混頻器提供中間定時恢復信號；耦合在該第二混頻器的輸出端上的除以4級(158)；以及耦合在該除以4級上的同步電路(156)，其中該同步電路控制該除以4級的狀態，及其中該除以4級產生定時恢復信號1/T(159)。
7.如權利要求2的定時恢復電路，還包括耦合在該電壓控制的振蕩器及固定頻率電路上的合成器環路(B)，其中該合成器環路(B)提供定時信號1/T(271)。
8.如權利要求1的定時恢復電路，其中該固定頻率電路包括本機除以4級(122)。
9.如權利要求8的定時恢復電路，其中該固定頻率電路還包括除以M級(118)。
10.一種定時恢復電路(200)，包括接收包含擺頻分量的跟蹤誤差信號(201)及提供包含調制分量的恢復的擺頻信號的第一混頻器(204)；控制電壓控制的振蕩器(230)以生成對第一混頻器(204)的輸入的超外差式鎖相環路(A)；接收來自該第一混頻器的輸出的帶通濾波器(206)，其中該帶通濾波器的帶寬包含恢復的擺頻信號與調制分量的頻率范圍；以及產生定時信號1/T(271)的定時信號電路(B)。
全文摘要
一種用于恢復定時基準信號(271)的電路(200)。包含超外差式鎖相環路(A)。該恢復電路免除了對大百分比帶寬的相位線性濾波器的需求,并允許將濾波器(206)放置在恢復電路中要通過的中心頻率基本上固定的點上。這樣構成的恢復電路進一步允許濾波器的帶寬較窄并裁剪成與定時恢復信號的調制特征匹配。這進一步導致到限幅器與相位檢波器中的更佳信噪比,改進鎖相環路(A)的性能。
文檔編號H04L7/027GK1350296SQ01133950
公開日2002年5月22日 申請日期2001年8月17日 優先權日2000年10月20日
發明者M·C·菲舍爾 申請人:惠普公司