專利名稱：多波段便攜式無線終端的制作方法
技術領域：
本發明涉及與諸如GSM/DCS/UMTS的各種移動通信系統兼容的多波段便攜式無線終端。
背景技術：
常規地，為了降低在一個小的便攜式無線終端中的射頻(RF)單元的電路規模而提出了使用直接轉換(DCR)方法的例子。如下所述，當在未來將要引入的具有兩種不同方法和不同頻率波段的諸如GSM(全球移動通信系統)/DCS(數字蜂窩系統)/UMTS(通用移動通信系統)的通信系統的便攜終端中使用時，該DCR有助于便攜式終端的小型化。
圖4A和4B是表示外差接收方法(圖4A)和直接轉換方法(圖4B)之間的比較的方框圖。采用外差接收方法的裝置要求鏡像消除濾波器(帶通濾波器)14和15，以避免所謂的由轉換接收頻率fRF到中頻fIF所引起的圖像干擾。該裝置與使用DCR方法以至于不需要該鏡像消除濾波器的裝置相比必然較大。
當考慮接收單元的電路集成化時，在如圖4A中所示的外差接收方法中形成一個模擬前端芯片12的元件在如圖4B中所示的DCR方法中可分為RF芯片17和基帶芯片18。因此，DCR方法能夠用這些元件集成到集成電路(IC)以減小芯片面積的增加。
然而，當由DCR產生的直流(DC)偏移分量在檢測接收機的輸出(也就是說，基帶(BB)信號)中輸出時，在GSM和DCS中使用的窄帶數字調制方法使得利用一個電路通過DC反饋來控制DC偏移成為不可能。這是因為這樣一種控制電路截止低頻，因此導致該解調信號數據部分的丟失。在DCR中該DC偏移是由彼此相等的接收信號頻率和本地振蕩頻率引起的。
圖5是說明DCR中DC偏移發生機制的輔助圖。由于在DCR接收電路中接收的RF信號和本地振蕩信號有相同的頻率(fRF＝fLO)，互相正交的I和Q基帶信號25和26被作為輸出得到。
但是，同時，本地振蕩頻率fLO的信號沿著如在圖5中以虛線指示的路徑泄漏到在不同部分中的電路，并由于這些電路的非線性因而與接收的RF信號混頻(這稱作自混頻)。結果，在基帶(BB)I/Q輸出上疊加一個DC分量。對基帶數據來說該DC分量是不希望的分量，并可以認為等同于噪聲。
本地振蕩信號的泄漏路徑包括多種模式，例如本地振蕩信號通過一個形成該接收芯片和另一個電路塊的襯底發送到一個接收信號的輸入部分；該信號在安裝該芯片的印刷板上發送；一個信號通過空中進入天線與接收的信號混合；或者這些模式的組合。
此外，當DC偏移分量太明顯時，該偏移被疊加在該電路的DC偏壓上，并因此其工作點移到電源或地線電位。這樣可能引起錯誤動作。
由于這樣的原因，DCR投入實際應用的例子是非常少，并且實質上局限于不需要DC分量解調的系統，也就是，使用前面提到的DC反饋啟動DC偏移補償的一種調制方法的系統。因此，為了在使用諸如GSM和DCS的窄帶調制的系統中實現DCR，防止如上所述的本地振蕩信號發送到RF輸入的措施是必需的。
順便說一句，對于最近的技術趨勢和該直接轉換接收(DCR)的類似技術例如參見論文“用于TDMA應用的DCR接收器的新方法(A Novel Approach toDCR receivers for TDMA Application)”(MWE’99)。
圖6是表示根據相關技術，利用鏡像消除混合器從偏移振蕩頻率中得到用于DCR的本地振蕩頻率的結構的方框圖。在圖6示出的這個例子中，為該本地振蕩頻率提供一個頻率偏移，并且通過在正交解調器前的一個再生分頻器得到DCR要求的頻率。
在圖6所示的結構中一個信道PLL環路單元34產生用在GSM/DCS模式中的信道頻率的信號。具體地說，該信道PLL環路單元34輸出在圖6的方框39中示出的振蕩頻率的信號作為用于GSM/DCS模式的發送和接收基準振蕩信號。該發送和接收基準振蕩信號被發送到偏移PLL環路單元35和再生分頻器塊33，這些稍后將會描述。
一個固定的PLL環路單元36產生一個760MHz(2*fIF＝760MHz)的IF頻率信號，然后提供該信號給正交調制器(GSM/DCR)37。該正交調制器(GSM/DCR)37轉換來自固定的PLL環路單元36的760MHz的IF頻率信號為互相正交的380MHz的IF頻率信號，接著提供該IF頻率信號到混合器37-2和37-3。
該混合器37-2和37-3利用來自未在圖中示出的基帶處理單元的I和Q基帶信號來混合這樣變換的IF頻率信號，由此執行正交調制。然后，該調制的信號提供給偏移PLL環路單元35內的相位比較器35a。
該相位比較器35a將從低通濾波器35b的一個輸出的相位和從該正交調制器37輸入的380MHz正交調制信號的相位進行比較。壓控振蕩器VCO35-4和35-3分別根據比較結果產生用于DCS發送的振蕩頻率fTX-D和用于GSM發送的振蕩頻率fTX-G。
同時，再生分頻器部件33分頻來自信道PLL環路單元34的基準振蕩信號的頻率。具體地說，分頻為4/3頻率((4/3)×ffLO_RX_D)的信號被發送到一個LNA+正交解調器(DCS)31，而分頻為2/3頻率((2/3)×ffLO_RX_G)的信號被發送到一個LNA+正交解調器(GSM)32。
因此，在該結構的例子中，根據在圖6中示出的相關技術，一個本地振蕩信號只出現在再生分頻器33的輸出中，并且因此可防止參考圖5所示出的發送。
然而，在多時隙模式中，在GSM系統中這種模式是一種最近開始的服務，發送和接收之間轉換速度需要增加至大于根據相關技術的方法的速度。根據圖6中示出的相關技術，發送和接收之間的轉換受PLL(鎖相環)的會聚要求的時間(也稱作置位時間)的限制。
在下面簡單敘述多時隙模式。圖7A，7B和7C中表示在多時隙模式中所需的發送和接收之間的轉換時序的一個例子。在這個例子中，使用四個時隙用于接收而使用一個時隙用于發送。雖然普通的GSM/DCS使用一個時隙用于發送和接收中每個，如圖7A，7B，和7C中所示，為了下載大量的數據，該多時隙模式允許使用多個TDMA(時分多址)時隙。
在圖7A中由“Tadj”表示的周期是測量從一個相鄰基站接收的信號的功率要求的時間周期。這個時間周期主要由基帶處理算法和所使用的芯片(在許多情況中數字信號處理器(DSP))的處理速度決定，并且通常表示對應于大約一個時隙的時間。在這個時間周期期間，該接收系統需要轉換到該相鄰基站的一個頻率，也就是，轉換到另一個信道而不是轉換到由預占基站發送的一個頻率。參考圖7A，7B，和7C說明一種計算該時間的方法。
根據GSM標準(ETSI)，在上面這種情況中，接收周期和發送周期之間的間隔需要在兩個時隙之內。該標準還要求假設在具有最大半徑30km的一個服務區域內的一個基站。因此，該終端需要以一個超前大約60km的往返無線傳播所要求的時間的定時進行發送，也就是，(30×103[m]×2)/(3×108[m/sec])232.6[μ秒]＝63比特(1比特的長度3.6923[μ秒])。這稱為超前定時并且對應于圖7B中由“Tadv”表示的時間。
同樣，在圖7A，7B和7C中保持下面的關系T1＝T2＝(兩個時隙-Tadv-Tadj)/2T3＝一個時隙+Tadv因此，從RX轉換到TX所要求的時間可近似地計算為(兩個時隙時間-Tadv-Tadj)/2＝(577×2-577-232.6)/2170[μ秒]。
與根據相關技術的大約500[μ秒]的技術規范相比，這表示較高速度。因此，通過圖6中所示的電路結構實現高速度是非常困難的。
發明內容
考慮到上述問題本發明已經完成，因此本發明的一個目標是提供與GSM/DCS多時隙模式兼容并能避免直接轉換接收(DCR)方法中的DC偏移問題的多波段便攜式無線終端。
本發明的另一個目標是提供一種多波段便攜式無線終端，它與上述GSM/DCS多時隙模式兼容，并使減小避免DC偏移問題所要求的電路規模成為可能，并因此在實現一個集成電路(IC)時減小芯片尺寸。
為了實現上述目的，根據本發明，提供與多種不同通信方法兼容并在用于這些通信方法的多個不同頻段進行通信的多波段便攜式無線終端，該多波段便攜式無線終端包括產生用于發送的中頻信號的裝置；第一信號發生裝置，用于產生具有用于多個通信方法中每個方法的發送基準頻率的第一信號；第二信號發生裝置，根據用于發送的中頻信號產生第二信號；和第三信號發生裝置，通過使該第一信號和第二信號進行預定運算產生用于接收的本地振蕩頻率信號；其中用于接收的本地振蕩頻率等于對應于多種通信方法之一的一個接收的頻率。
因此，通過使該第一信號和第二信號進行預定算法并由此產生等于一個接收信號的頻率的接收本地振蕩頻率信號，該第三信號發生裝置起控制DC偏移的發生的作用。
最好，在根據本發明的該多波段便攜式無線終端中，在第一信號發生裝置是用于該鏡像消除混合器的第一變頻輸入側的信號源的時侯，該第三信號發生裝置形成一個信號鏡像消除混合器。
另外，更可取地，第二信號發生裝置通過分頻由第一信號發生裝置使用的發送的中頻信號的頻率產生第二信號，并且該第二信號發生裝置是用于該鏡像消除混合器的第二變頻輸入側的信號源。
因此，由于使用信號鏡像消除混合器并且一個發送壓控振蕩器(VCO)的輸出用于單個信號鏡像消除混合器的一個輸入，不但減小電路的規模是可能的，而且不需要在一個發送周期和一個接收周期之間改變VCO的頻率也是可能的。因此，在發送和接收之間進行轉換所要求的時間不經受信道PLL的設置時間。
圖1是表示根據本發明的一個實施例的一個通信終端的通用結構的方框圖；圖2是表示根據本發明的實施例的終端的RF接收處理單元的結構細節的方框圖；圖3是表示根據本發明的實施例的終端的RF發送處理單元的結構細節的方框圖；圖4A和4B表示外差接收和直接轉換接收(DCR)之間的比較；圖5是說明DCR中DC偏移發生機制的輔助圖；圖6是表示根據相關技術用于從偏移振蕩頻率中得到用于DCR的本地振蕩頻率的結構的一個例子的方框圖；和圖7A，7B和7C是表示在多時隙模式中要求的在發送和接收之間的轉換時間的一個例子的圖。
具體實施例方式
在下文將參考附圖詳細描述本發明的優選實施例。圖1是表示根據本發明的一個實施例的通信終端的通用結構的方框圖。圖1中所示的終端是可以以三種模式GSM(也稱之為泛歐數字蜂窩電話系統)模式、DCS模式、UMTS(WCDMA)模式工作的多波段便攜式電話裝置(多波段便攜式無線終端)。因此，該終端可用作與TDMA系統和CDMA系統的兩種服務兼容的一個多波段系統終端。
由圖1中所示終端的天線511接收的RF信號通過由濾波器(帶通濾波器)和根據上面提到的方式轉換的轉換器(S/W)形成的信號通路，然后輸入起著接收信號處理單元功能的一個RF接收信號處理單元501。稍后將描述該RF接收處理單元501的詳細結構和具體操作。
在該RF接收處理單元501后一級中分別安排用于GSM/DCS和UMTS的接收基帶處理單元A(551)和接收基帶處理單元B(552)。該接收基帶處理單元A(551)和接收基帶處理單元B(552)使由RF接收處理單元501產生的正交基帶信號(一個I和Q信號)進行預定的數字基帶處理。具體地說，接收基帶處理單元A和B具有一個A/D變換器或類似裝置，用于使該I和Q信號進行模擬/數字(A/D)轉換，從而產生具有恒定的位速率的IQ數字數據。
象在該接收系統中一樣，給發送系統提供分別用于GSM/DCS和UMTS的發送基帶處理單元C(553)和發送基帶處理單元D(554)。該發送基帶處理單元提供具有恒定的數據速率的IQ數字數據，該數據是由一個數字信號處理器(DSP)565集成的，這些將在稍后被描述。
該數據由發送基帶處理單元C和D進行數字/模擬(D/A)轉換，然后作為發送基帶信號(I和Q信號)輸入到一個RF發送處理單元502。稍后將參考另一個附圖描述該RF發送處理單元502的詳細結構和操作。
在由RF發送處理單元502進行稍后將被描述的正交調制和頻率變換之后，該信號由功率放大器(PA)進行功率放大以獲得要求的發送功率，然后根據上面提到的模式通過濾波器和轉換轉換器從天線511發送。
一個VC-TCXO 535是一個變頻溫控晶體振蕩器，并且在這種情況下，該VC-TCXO 535產生下面描述的發送和接收處理要求的基準頻率(13.00MHz)。
連接到數據總線591的該DSP 565執行諸如消除衰減效應、確定所接收的信號的類型、去交織、誤差校正以及適當的解碼處理的處理。壓縮的音頻數據由該DSP 565解壓縮和解碼，然后由音頻D/A 561根據預定的音頻抽樣率進行數字/模擬(D/A)變換。該D/A變換的模擬信號作為來自未在圖中示出的揚聲器的聲音發送。
在另一方面，由未在圖中示出的麥克風轉換為模擬音頻信號的終端用戶的話音或類似的話音由未在圖中示出的麥克風放大器進行信號放大，然后由一個音頻A/D 562以一個適當的抽樣率進行A/D變換以便由此數字化。這樣數字化的信號由該DSP 565編碼并壓縮。
該DSP 565將從未在圖中示出的數據I/F單元輸入的數字數據集成為合適的塊，并將該音頻編碼的數據和通信數據集成為具有恒定的數據速率的IQ數字數據。這樣集成的信號是上面描述的發送基帶信號(I和Q信號)。
一個CPU總線595與用于控制整個終端(包括稍后被描述的一個壓控振蕩器的通/斷控制)的中央處理單元(CPU)571、只讀存儲器(ROM)572等相連接。該ROM 572存儲由CPU執行的程序等。當該CPU執行程序時，隨機存取存儲器(RAM) 573用于在根據要求的計算期間存儲數據等，并且當該數據在發送單元和接收單元之間傳送時臨時地存儲數據。
順便說一句，例如，EEPROM或可電擦寫存儲器可以提供給該CUP總線595，以在關閉該終端之前存儲設定的條件的設定參數，因此在該終端關閉之后，當再次打開終端時能夠得到和以前相同的設定。
在下面將參考圖1和2詳細描述在該終端的接收系統中的信號的總體流程。圖2表示在圖1中所示的RF接收處理單元501的內部結構的細節，并且圖2中的端子的參考字母a、b、c、…表示連接到上面提到的RF信號輸入級、接收基帶處理單元551和552以及RF發送處理單元502。
接收的RF信號通過圖1中所示的天線511輸入到射頻轉換器(S/W)512。該轉換器512依據該接收機(終端)是在GSM/DCS系統模式下還是在UMTS(WCDMA)系統模式下選擇信號路徑。
當該終端是在GSM或DCS模式時，該接收的信號饋送到一個射頻轉換器513，而當該終端是在UMTS模式時饋送到雙工器516。該GSM/DCS信號進一步通過轉換器513發送到GSM路徑或DCS路徑。
更具體地說，當該終端是在GSM模式時該接收的RF信號饋送到射頻轉換器514，而當該終端是在DCS模式時該接收的RF信號饋送到射頻轉換器515。該射頻轉換器514和515改變用于發送/接收的路徑。
在下面將描述該終端是在GSM模式的情況。在該終端是在GSM模式下時，在圖7A，7B和7C所示的接收時隙Rx的周期期間，輸入的RF信號通過一個帶通濾波器521饋送到圖2中的可變增益低噪聲放大器601。在一個發送時隙周期期間，圖1中的功率放大器(PA) 528的輸出通過隔離器525和帶通濾波器524沿著與接收周期的方向相反的方向饋送到射頻轉換器514。
由可變增益低噪聲放大器601放大該接收的信號，然后輸入到包括混頻器603和604以及多相濾波器605的正交解調器，以便和本地振蕩頻率相乘。該可變增益低噪聲放大器601執行諸如必要的頻帶限制和自動增益控制(AGC)的處理，從而該接收的信號在一個適當的電平上。該多相濾波器605起建立彼此正交的本地振蕩信號的作用。
在這種情況下，通過提供與接收的RF頻率相等的本地振蕩頻率，以實現直接轉換。具體地說，本地振蕩頻率fLO是fLO＝fVCO_GSM-fIF＝925至960MHz。因此，從混頻器603和604的輸出得到I/Q正交基帶(BB)信號。
該BB信號通過可變增益放大器606和607以及低通濾波器608和609在除工作頻率之外的波段消除干擾信號，例如相鄰信道中的干擾信號。接下來，如圖1中所示，該BB信號被發送到接收基帶處理單元A(551)，這是一個基帶數字化處理電路。
該可變增益低噪聲放大器601和可變增益放大器606與607在接收基帶處理單元中的數字化處理控制以便A/D變換器輸入的信號幅值是恒定的。這允許該A/D變換器的輸入動態范圍在所有的時間保持恒定。
在DCS信號路徑中執行與GSM相同的處理。具體地說，由可變增益低噪聲放大器602放大該接收的信號，并且放大后的信號被輸入到包括混頻器611和612以及一個多相濾波器613的正交解調器。像在GSM的情況中一樣，在該正交解調器中通過將該信號乘以一個本地振蕩頻率得到的BB信號通過可變增益放大器606和607以及低通濾波器608和609，并且接下來該BB信號被發送到接收基帶處理單元。
另一方面，在UMTS模式中，通過雙工器516從一個發送的信號中分離出該接收的RF信號，然后饋送到圖2中的一個可變增益低噪聲放大器642。同時，通過雙工器516朝著射頻轉換器512輸送該連續的發送信號。和上述的GSM/DCS的情況不同，由于WCDMA是一個連續的發送和接收系統，不使用高速轉換。因此，由于該系統的特性不可避免地使用這樣的設備。
像在GSM/DCS的情況中一樣，由可變增益低噪聲放大器(在這個例子中是放大器642)放大在UMTS模式的接收的RF信號，然后饋送到包括混頻器631和632以及一個多相濾波器633的正交解調器。結果，得到作為該混頻器631和632的輸出的基帶(BB)I/Q信號。然后這些信號通過低通濾波器622和624輸入到可變增益放大器643和644以便控制在一個恒定的幅值。接下來，控制幅值的信號被發送到包括在后一級的接收處理單元B(552)中的一個A/D變換器(未示出)。
UMTS模式不同于GSM/DCS模式之處在于，在UMTS模式中，由DC放大器621和623從包括低通濾波器和可變增益放大器的電路的輸出中得到DC反饋。這是因為WCDMA信號的頻帶是2MHZ，這顯然寬于GSM/DCS的200KHZ，并且因此即使當通過DC反饋消除低頻時，包括在該信號中的信息也不會丟失。
通常，低頻段中的截止頻率大約是2KHz。在GSM/DCS中，2KHz低頻損失不可能提供正常的接收。這表示在WCDMA系統中，如圖2所示的相對簡單的電路能夠實現DC偏移的消除，但在GSM/DCS中，DC偏移的消除是困難的。
因此，在UMTS模式中，沒有使用用于減少DC偏移的偏移頻率，并且一個壓控振蕩器653能夠以等于該接收的RF信號的頻率的振蕩頻率(2110至2170MHz)振蕩。
接著將通過信號的流程描述該終端的發送系統。圖3表示圖1中所示的RF發送處理單元502的結構的細節，并且圖3中的端子參考字母d、e、f、…表示連接到RF信號發送級、發送基帶處理單元553和554以及RF接收處理單元501。
當該終端是在GSM(DCS)模式中時，一個I/Q信號從發送基帶處理單元C(553)發送到RF發送處理單元502。具體地說，該I和Q信號通過在圖3中示出的低通濾波器701和702饋送到包括混頻器703和704以及一個分頻器705的正交調制器。
向分頻器705提供由利用分頻器715分頻來自固定的PLL 710(用于在GSM中產生一個720MHZ的固定頻率并在DCS中產生一個760MHZ的固定頻率)的信號所得到信號。因此，得到彼此正交并具有360MHZ(在GSM中)(在DCS中為380MHZ)的頻率的兩個信號作為分頻器705的輸出。
因此，從上面提到的正交調制器的輸出中得到由與基帶(BB)信號正交調制產生的一個360MHZ(380MHZ)的IF信號。該IF信號通過一個低通濾波器720和一個射頻放大器721發送到一個相位比較器(PFD)725。
在GSM模式期間，在其它的壓控振蕩器742和743停止(關斷)時，用于GSM的壓控振蕩器741工作(接通)。在DCS模式期間，在其它的壓控振蕩器741和743關斷時，用于DCS的壓控振蕩器接通。例如，來自壓控振蕩器741的一個輸出通過混頻器727被乘以來自圖2中示出的用于GSM的信道PLL壓控振蕩器652的信號。
當信道PLL壓控振蕩器651被控制時，以至于在這個例子中該壓控振蕩器652的GSM/DCR的振蕩頻率是fCH_TX_GSM＝1240至1275MHZfCH_TX_DCS＝1330至1405MHz… (1)則得到表示fCH_TX_GSM(fCH_TX_DCS)和該壓控振蕩器741的振蕩頻率fTX_GSM＝880至915MHz(fTX_DCS＝1710至1785MHz)之間的和與差的頻率作為該混頻器727的輸出。
因此，具有以下頻率的信號饋送到一個低通濾波器726|fCH_TX_GSM±fTX_GSM||fCH_TX_DCS±fTX_DCS|… (2)當適當地選擇該低通濾波器726的截止頻率時，這兩個頻率中較高的頻率被消除，并且只有以下的頻率被輸入到相位比較器725。
fCH_TX_GSM-fTX_GSMfTX_DCS-fCH_TX_DCS… (3)該相位比較器725將具有上式(3)的頻率的信號與上面提到的具有360MHz(GSM)(380MHz(DCS))頻率的IF信號相比較，然后輸出得到的相位誤差給環路濾波器731。該環路濾波器731集成該輸入的相位誤差分量以轉換為一個DC電壓，然后施加該DC電壓到該壓控振蕩器741(GSM)(在DCS中為壓控振蕩器742)的一個控制端。
在這樣形成的環路中，該相位比較器的兩個輸入信號的頻率收斂到彼此相等，并且因此fCH_TX_GSM-fTX_GSM＝360MHzfTX_DCS-fCH_TX_DCS＝380MHz … (4)當在GSM和DCS中設定相位比較器725的極性以致于上式(4)的左側變為一個正值時，一個偏移PLL750的系統(在圖3中由虛線包圍的部分)收斂。然而，應當注意，當相位比較器725的極性為反向時，該系統發散并且因此該壓控振蕩器741(GSM)(在DCS中為壓控振蕩器742)的頻率是不固定的。順便說一句，根據來自上面提到的CPU571的一個極性控制信號設定該相位比較器725的極性。
當把等式(1)代入該等式(4)時，得到下面結果fTX_GSM＝fCH_TX_GSM-360MHz＝880至915MHzfTX_DCS＝fCH_TX_DCS+380MHz＝1710至1785MHz … (5)因此，該壓控振蕩器741(GSM)(在DCS中為壓控振蕩器742)的振蕩頻率變成等于GSM(DCS)的發送頻率。
順便說一句，為了實現在GSM/DCS中使用的GMSK(高斯濾波最小頻移鍵控)調制，該環路濾波器的常數需要有一個明顯高于該調制速度的截止頻率。
另一方面，在UMTS模式中，執行與在GSM/DCS中相同的操作。在這個情況下，由于信道PLL產生的頻率相對地接近于DCS的頻率，可使用相同的壓控振蕩器。在下面將描述在UMTS模式中的操作。
在UMTS模式中，在圖3中包括低通濾波器701和702、混頻器703和704以及分頻器705的調制器不用作調制器。例如，通過關閉混頻器704并加上偏壓(Vbias)和0V到I信道差分輸入，混頻器703用作一個級聯放大器操作。
在UMTS模式中，由固定PLL710產生的信號通過分頻器715和分頻器716分頻為1/4。在分頻之后190MHz的信號通過混頻器703、低通濾波器720和射頻放大器721饋送到相位比較器725。不同于GSM/DCS模式，該190MHz的信號是一個未調制的信號。
在UMTS模式期間，在其它的壓控振蕩器741和742關斷時，用于UMTS的壓控振蕩器接通。來自該壓控振蕩器743的輸出通過混頻器727被乘以來自UMTS的信道PLL壓控振蕩器653的信號(見圖2)。
當一個信道PLL壓控振蕩器651被控制時，以致于在這個例子中該壓控振蕩器653的振蕩頻率是fCH_TX_UMTS＝2110至2170MHz … (6)則得到表示fCH_TX_UMTS和該壓控振蕩器743的振蕩頻率fTX_UMTS＝1920至1980MHz之間的和與差的頻率作為混頻器727的輸出。
因此，具有以下頻率的饋送到低通濾波器726。
|fCH_TX_UMTS±fTX_UMTS| … (7)當適當地選擇該低通濾波器726的截止頻率時，這兩個頻率中較高的頻率被消除，并且只得到頻率fCH_TX_UMTS-fTX_UMTS… (8)這樣得到的信號輸入到相位比較器725。該相位比較器725將輸入的信號與上面提到的的IF信號(具有190MHz頻率的信號)相比較，然后輸出得到的相位誤差給一個環路濾波器732。該環路濾波器732集成該相位誤差分量以轉換為一個DC電壓。該電壓被施加到該壓控振蕩器743的一個控制端。
在這樣形成的環路中，該相位比較器725的兩個輸入信號的頻率收斂為彼此相等，并且因此fCH_TX_GSM-fTX_UMTS＝190MHz … (9)當把等式(6)代入該等式(9)時，得到下面結果fTX_UMTS＝fCH_TX_UMTS-190MHZ＝1920至1980MHz …(10)因此，該壓控振蕩器743的振蕩頻率變成等于UMTS的發送頻率。
在UMTS模式中，來自壓控振蕩器743的輸出信號通過一個可變增益放大器753輸入到一個多相濾波器754。該多相濾波器754與混頻器761和762一起形成一個UMTS(WCDMA)正交調制單元。因此，從基帶處理單元554通過低通濾波器751和752發送到混頻器761和762的I和Q基帶信號由混頻器761和762與從該多相濾波器754輸出的彼此正交的信號混頻。
由這樣的正交調制產生的信號通過可變增益放大器781和帶通濾波器533被輸入到功率放大器(PA)530。然后，從該功率放大器530的輸出通過隔離器527饋送到雙工器516。
接下來將描述用于接收的本地振蕩頻率的產生。如上所述，在UMTS(或WCDMA)中，DC偏移補償電路可由模擬電路實現。因此，即使當一個本地振蕩頻率信號泄漏到可變增益低噪聲放大器642(圖2)的輸入側時，例如連接到雙工器516的傳輸線，由DC放大器621和623形成的一個補償電路能夠消除DC偏移。因此，不需要設定該壓控振蕩器653的振蕩頻率為不同于接收的RF信號的頻率。
如由等式(6)所表示的，該壓控振蕩器653的振蕩頻率等于在一個UMTS頻帶中接收的頻率fRX_UMTS＝fCH_RX_UMTS＝fCH_TX_UMTS＝2110至2170MHz另一方面，在GSM(DCS)中，需要盡可能地減小DC偏移，并且因此該壓控振蕩器652需要以不同于接收頻率的一個頻率振蕩。因此，在接收時隙期間，該壓控振蕩器652的振蕩頻率被設置為與發送(TX)中的頻率相同。
具體地說，該壓控振蕩器652的振蕩頻率設置如下fCH_RX_GSM＝fCH_TX_GSM＝1240至1275MHzfCH_RX_DCS＝fCH_TX_DCS＝1330至1405MHz如由等式(5)所示，由這個信號和發送便宜DLL系統得到的頻率等于GSM(DCS)的發送頻率fTX_GSM＝880至915MHzfTX_DCS＝1710至1785MHz… (11)在GSM(DCS)(在下面用于DCS的安排用括號表示)中接收的周期期間，在圖2中功率放大器528(功率放大器529)被關閉，并且該發送壓控振蕩器741的一個振蕩信號通過一個緩沖放大器665被輸入到一個多相濾波器655(多相濾波器656)。
濾波器把輸入給它的信號分為兩個彼此正交的信號。這些信號分別通過緩沖放大器657(緩沖放大器659)和緩沖放大器658(緩沖放大器660)輸入到混頻器661和662。
同時，由圖3中的固定的PLL710和壓控振蕩器712產生的720MHz(760MHz)固定信號由分頻器715(在這個例子中1/1分頻器)和分頻器705分頻為1/2頻率，然后輸入到圖2中的分頻器641。該分頻器641進一步把該信號的頻率分頻為1/8(1/4)，由此產生彼此正交的45MHz(90MHz)的信號。然后，這些信號各自饋送到混頻器661和混頻器662的另一個輸入端。
當這四個信號(從緩沖放大器657至660輸出的信號和從分頻器641輸出的信號)是如在圖2所示的相位關系時，下列信號分別出現在混頻器661和662的輸出。
2·sinωTX_GSM·cosωIF
＝sin(ωTX_GSM+ωIF)+sin(ωTX_GSM-ωIF) … (12a)2·sinωTX_DCS·cosωIF＝sin(ωTX_DCS+ωIF)+sin(ωTX_CDS-ωIF) … (12b)2·cosωTX_GSM·sinωIF＝sin(ωTX_GSM+ωIF)-sin(ωTX_GSM-ωIF) … (13a)2·cosωTX_DCS·sinωIF＝sin(ωTX_DCS+ωIF)-sin(ωTX_DCS-ωIF) … (13b)當由這些等式表示的信號(兩個混頻器661和662的輸出)通過下一級的加法器663互相相加時(從上面的等式求出(12a)+(13a)和(12b)+(13b))，只提取下面的信號。
sin(ωTX_GSM+ωIF)sin(ωTX_DCS+ωIF)… (14)因此，得到如下的頻率fTX_GSM+fIFfTX_DCS+fIF… (15)這里fIF是分頻器641的輸出并且是45MHz(95MHz)。
由多相濾波器655(656)、混頻器661和662以及上述類似的裝置形成的電路(在圖2中由虛線包圍的部分670)能夠只提取在混頻中產生的這兩個頻率之一，并且因此稱為一個鏡像消除混合器。
因此，從等式(11)和等式(15)中，fCH_RX_GSM+fIF＝(880+45)至(915+45)MHz＝925至960MHz… (16a)fCH_RX_DCS+fIF＝(1710+95)至(1785+95)MHz＝1805至1880MHz … (16b)因此，得到等于GSM(DCS)的接收頻率的頻率。
這些信號通過一個射頻放大器664饋送到多相濾波器605(多相濾波器613)。然后，由包括混頻器603和604以及多相濾波器605的正交解調器執行用于GSM的直接正交解調。由包括混頻器611和612以及多相濾波器613的正交解調器執行用于DCS的直接正交解調。
因此，通過直到在本地振蕩立即輸入到該DCR解調器之前饋送一個異于該接收RF頻率的頻率并在解調器的混合器之前產生一個所希望的頻率，該終端能夠盡可能地避免泄漏具有與接收的RF信號相同頻率的本地振蕩信號到其它電路部件。
為了處理作為一個GSM/DCS的附加功能的多時隙模式，一個發送VCO的輸出用做鏡像消除混合器的一個輸入，該鏡像消除混合器用來產生接收的本地振蕩信號，因此不需要控制以在一個發送周期和一個接收周期之間改變VCO的頻率。
當在圖1至3中所示的電路結構是從一個電路集成(集成到一個IC)的角度來看時，除環路濾波器部分之外在圖2和圖3中所示的每一個電路部件的可集成為一個IC。因此，在圖2中的電路部件被集成為一個接收系統IC，而在圖3中的電路部件被集成為一個發送系統IC。
如上所述，根據本實施例，一個發送壓控振蕩器(VCO)的輸出用來產生GSM/DCS接收的本地振蕩信號的鏡像消除混合器的一個輸入，因此不需要在發送周期和接收周期之間改變壓控振蕩器的頻率，也就是，不需要用于信道PLL(鎖相環)的轉換。結果，在發送和接收之間轉換要求的時間與在GSM和DCS之間的切換的頻率轉換要求的時間不受該信道DLL的設定時間的影響。因此，該終端作為一個通信終端容易與多時隙模式兼容。
另外，為了得到用于GSM和DCS接收的本地振蕩頻率，使用一個信號鏡像消除混合器以便產生兩個接收本地振蕩頻率。因此，當將該發送和接收RF部件集成為一個IC時，可避免DC偏移而無需極大地增加電路規模。
此外，通過分頻由發送中頻(IF)PLL產生的IF頻率得到的一個信號被作為該鏡像消除混合器的另一個輸入使用，該發送中頻(IF)PLL用于產生一個發送頻率信號的偏移PLL，因此減少部件數量的增加并簡化發送和接收電路的結構。
按照慣例(例如根據圖6中所示的相關技術的結構例子)，一個分數L型PLL用作信道PLL，因此導致擴大電路規模的缺點。根據前述實施例的終端中一個普通的PLL能夠用作信道PLL。當將該信道PLL集成為一個IC時，這能起到減少電路規模的增大的作用。
另外，直至在本地振蕩輸入到DCR解調器之前饋送不同于接收RF頻率的一個頻率并在解調器的混合器之前產生一個所希望的頻率，能夠避免混合來自鏡像消除混合器電路的所不希望的信號分量進入發送系統電路。
本發明不限制于上述實施例，并且在不脫離本發明的精神的條件下，能夠各種改進。例如，當該多波段便攜式無線終端是在發送周期中時，施加到緩沖放大器665的偏壓電源可以控制使其關閉。這使避免混合來自鏡像消除混合器670的不希望的信號分量進入發送系統電路是可能的。
權利要求
1.一種與多種不同通信方法兼容并在這些通信方法的多個不同頻段進行通信的多波段便攜式無線終端，所述多波段便攜式無線終端包括產生發送的中頻信號的裝置；第一信號發生裝置，用于產生具有用于所述多種通信方法中的每一方法的發送基準頻率的第一信號；第二信號發生裝置，根據用于發送的所述中頻信號產生第二信號；和第三信號發生裝置，通過使所述第一信號和所述第二信號進行預定運算產生用于接收的本地振蕩頻率信號；其中所述用于接收的本地振蕩頻率等于對應于所述多種通信方法之一的一個接收頻率。
2.根據權利要求1所述的多波段便攜式無線終端，其中所述第三信號發生裝置形成單個信號鏡像消除混合器，并且所述第一信號發生裝置是用于該鏡像消除混合器的第一變頻輸入側的信號源。
3.根據權利要求2所述的多波段便攜式無線終端，其中所述第二信號發生裝置通過分頻用于發送的所述中頻信號的頻率產生所述第二信號，該信號由所述第一信號發生裝置使用以產生一個發送頻率信號，并且所述第二信號發生裝置是用于所述鏡像消除混合器的第二可變頻率輸入側的信號源。
4.根據權利要求3所述的多波段便攜式無線終端，其中設置用于發送的所述中頻和所述分頻值，以便通過分頻用于發送的所述中頻所得到的所述第二信號的頻率變成等于所述發送頻率和所述接收頻率之間的差值。
5.根據權利要求3所述的多波段便攜式無線終端，其中所述第一信號和所述第二信號的每個信號由彼此正交的信號形成，并且根據所述預定運算，所述第三信號發生裝置從用于相乘的所述第一可變頻率輸入側和所述第二可變頻率輸入側接收正交信號，然后把相乘的結果加在一起，由此產生用于接收的所述本地振蕩頻率信號。
6.根據權利要求4所述的多波段便攜式無線終端，還包括第四信號發生裝置，通過形成用于所述多種通信方法中的每一種方法的信道鎖相環產生第四信號；將所述第一信號和所述第二信號相乘在一起的裝置；和通過比較由所述相乘得到的信號和預先固定的頻率信號的相位來輸出相位誤差信號的裝置；其中所述第一信號發生裝置形成偏移鎖相環，并且該偏移鎖相環根據所述相位誤差信號牽引到同步，以便根據所述多波段便攜式無線終端是在所述多種通信方法中的第一通信模式還是在第二通信模式，通過反向所述相位誤差信號的極性收斂該鎖相環的系統，從而當所述多波段便攜式無線終端是在所述第一通信模式時，通過從所述第四信號的頻率中減去所述用于發送的基準頻率得到的差值頻率變成等于所述固定頻率，而當所述多波段便攜式無線終端是在所述第二通信模式時，通過從用于發送的所述基準頻率中減去所述第四信號的頻率得到的差值頻率變成等于所述固定頻率。
7.根據權利要求3所述的多波段便攜式無線終端，其中在所述第一信號發生裝置和所述鏡像消除混合器之間的信號路徑中插入緩沖放大器。
8.根據權利要求7所述的多波段便攜式無線終端，其中當所述多波段便攜式無線終端是在發送周期中時，施加到所述緩沖放大器的偏壓電源關閉。
9.根據權利要求6所述的多波段便攜式無線終端，其中所述多種通信方法包括時分多址(TDMA)方法和碼分多址(CDMA)方法。
10.根據權利要求9所述的多波段便攜式無線終端，其中所述第一通信模式是使用所述TDMA方法的通信形式的GSM系統(全球移動通信系統)。
11.根據權利要求9所述的多波段便攜式無線終端，其中所述第二通信模式是使用所述TDMA方法的通信形式的DCS(數字蜂窩系統)。
全文摘要
在一個偏移PLL產生的發送壓控振蕩器的輸出用作該鏡像消除混合器的可變頻率輸入側的一個信號源,用于產生GSM/DCS接收的本地振蕩信號。通過分頻由發送中頻(IF)PLL產生的IF頻率得到的信號用作該鏡像消除混合器的另一個輸入,該發送中頻(IF)PLL用作產生發送頻率信號的偏移PLL。由此在解調器的混合器之前產生一個所希望的信號。
文檔編號H04Q7/38GK1350371SQ0113034
公開日2002年5月22日 申請日期2001年10月20日 優先權日2000年10月20日
發明者高木光太郎 申請人:索尼公司