在正交頻分多路復(fù)用系統(tǒng)中采樣頻率偏移的糾正的制作方法

專利名稱：在正交頻分多路復(fù)用系統(tǒng)中采樣頻率偏移的糾正的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及處理正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號。
數(shù)據(jù)在信道上通過OFDM信號的發(fā)送提供了幾個在更傳統(tǒng)發(fā)送技術(shù)之上的優(yōu)點。一個優(yōu)點是OFDM容忍多路徑延遲擴展。這種容忍是由于與信道脈沖響應(yīng)的典型時間間隔相比相對長的碼元間隔Ts所造成的。這些長碼元間隔防止了碼元間干擾(ISI)。另一個優(yōu)點是OFDM容忍頻率有選擇衰落。通過使OFDM信號包含冗余量，可以從其它副載波還原的數(shù)據(jù)中重構(gòu)被編碼到衰落副載波上的數(shù)據(jù)。還有一個優(yōu)點是在OFDM中頻譜得到有效使用。由于OFDM副載波相互之間無需留無用頻率空間，彼此靠得很近，因此，OFDM可以有效地充滿整個信道。還有一個優(yōu)點是OFDM使副載波均衡簡單化。OFDM把信道均衡從時域(如在單載波發(fā)送系統(tǒng)中那樣)移動到頻域，在頻域上一組簡單單抽頭均衡器可以個別調(diào)整每個子信道的相位和幅度失真。還有一個優(yōu)點是OFDM具有好的干擾特性?？梢园袿FDM頻譜修改成能解決干擾信號的功率分布問題。此外，通過避免使用靠近信道帶寬邊緣的OFDM副載波，還可以減少帶外干擾。
盡管OFDM呈現(xiàn)出這些優(yōu)點，但是，在現(xiàn)有技術(shù)中OFDM的實現(xiàn)仍然存在幾個難點和實際局限性。一個難點是確定和糾正載頻偏移，OFDM同步的主要方面，的問題。理論上，接收載頻fcr應(yīng)該與發(fā)送載頻fct完全相符。但是，如果這個條件不滿足，那么，在接收的OFDM信號中，不相符會引起非零的載頻偏移Δfc。OFDM信號非常易受這樣的載頻偏移影響，這樣的載頻偏移使OFDM副載波之間失去了正交性，導致載波間干擾(ICI)和接收機上還原數(shù)據(jù)的位差錯率(BER)嚴重增大。
另一個難點是使發(fā)送機的采樣速率與接收機的采樣速率同步，以消除采樣速率偏移的問題。對于較小的頻率偏移來說，這兩個采樣速率之間的任何不相符都會導致2m陣列子碼元星座圖從幀中一個碼元到另一個碼元的旋轉(zhuǎn)。但是，對于較大的頻率偏移來說，其結(jié)果是接收信號頻譜的壓縮或擴展。這兩種情況都會引起B(yǎng)ER增大。采樣速率偏移的一種原因是存在采樣頻率偏移。采樣頻率偏移出現(xiàn)在接收機以高于或低于用在發(fā)送機上的采樣速率的頻率采樣接收信號的時候。采樣頻率偏移可以損害接收機的性能，必須加以糾正，以便使接收機保持適當?shù)耐?。本發(fā)明的目的就是解決這個問題。
圖7顯示了不存在采樣頻率偏移時的FFT輸出包；和圖8顯示了存在采樣頻率偏移時的FFT輸出包。
優(yōu)選實施例詳述從如下通過舉例給出的描述中可以更清楚地看到本發(fā)明的特性和優(yōu)點。OFDM信號發(fā)送的一般原理可以參照

圖1-4加以描述?，F(xiàn)在轉(zhuǎn)到圖1，圖1顯示了傳統(tǒng)OFDM發(fā)送機10的方塊圖。OFDM發(fā)送機10接收基帶數(shù)據(jù)位流12作為它的輸入。這些輸入數(shù)據(jù)位12被饋送到編碼器14，編碼器14把這些數(shù)據(jù)位12截取成每Tg+Ts秒的、由B個位組成的段，其中Ts是OFDM碼元間隔，和Tg是循環(huán)前綴或保護間隔。編碼器14通常使用塊和/或卷積編碼方案，把糾錯和/或檢錯冗余量引入B個位組成的段中，然后，把編碼位細分成每個由m個位組成的2N個分段。整數(shù)m通常從2到6。
在典型的OFDM發(fā)送系統(tǒng)中，存在著包括零頻率DC副載波在內(nèi)的2N+1個OFDM副載波，由于零頻率DC副載波不合頻率，和因此沒有相位，它通常不用于發(fā)送數(shù)據(jù)。然后，編碼器14通常對每個由m個位組成的2N個分段進行2m陣列正交調(diào)幅(QAM)編碼，以便把m個位組成的分段映射到2m陣列星座圖中的預(yù)定相應(yīng)復(fù)數(shù)點上。星座圖中的每個復(fù)數(shù)點代表相位和幅度的離散值。這樣，編碼器14指定給每個由m個位組成的2N個分段的每一個分段一個相應(yīng)復(fù)數(shù)化2m陣列QAM子碼元ck＝ak+jbk，此處，-N≤k≤N，以便建立編碼B個數(shù)據(jù)位的一列頻域子碼元。此外，通常指定零頻率副載波為c0＝0。然后，編碼器14讓該列子碼元以及為了簡化濾波而進行內(nèi)插所需的任何附加零通過逆離散付里葉變換器(IDFT)，或最好，逆快速付里葉變換器(IFFT)16。
一旦從編碼器14接收到該列OFDM頻域子碼元，IFFT 16就對該列子碼元進行快速付里葉逆變換。換言之，它利用每個復(fù)數(shù)子碼元，ck，調(diào)制碼元間隔Ts上2N+1個副載頻的相應(yīng)一個的相位和幅度。這些副載波通過 給出，因此，具有fk＝k/Ts的基帶頻率，此處，k是頻率序號，它是在-N≤k≤N范圍內(nèi)的整數(shù)。從而，IFFT 16生成通過下列給出的、持續(xù)時間Ts的數(shù)字時域OFDM碼元u(t)=Σcke2πjfkl]]>0<t<Ts]]>
作為在Ts秒的碼元間隔上通過頻域子碼元對OFDM副載波的這種離散值調(diào)制的結(jié)果，OFDM副載波每一個在頻域中都顯示為sinc x＝(sin x)/x的頻譜。2N+1個副載波在頻域中彼此相隔1/Ts，因此，每個副載波的sinc x頻譜的主峰正好落在所有其它副載波的頻譜的零點上。這樣，盡管這些副載波的頻譜重疊在一起，但它們彼此之間仍然保持正交。圖2顯示了OFDM副載波的排列，以及中心在載頻fct附近的、在OFDM信道帶寬BX內(nèi)的它們調(diào)制頻譜的包絡(luò)線。請注意，調(diào)制副載波非常有效地充滿整個信道帶寬。
回到圖1，然后，讓IFFT 16產(chǎn)生的數(shù)字時域OFDM碼元通過數(shù)字信號處理器(DSP)18。DSP 18對數(shù)字時域OFDM碼元進行附加頻譜整形，并且把長度為Tg的循環(huán)前綴或保護間隔加到每個碼元中。循環(huán)前綴一般只是重復(fù)一部分碼元。這個循環(huán)前綴通常比OFDM信道脈沖響應(yīng)長，因此，起防止相繼碼元之間的碼元間干擾(ISI)的作用。
然后，讓構(gòu)成循環(huán)擴展的、頻譜成形的數(shù)字時域OFDM碼元的實數(shù)和虛數(shù)數(shù)字成分分別通過數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)20和22。DAC 20和22在由時鐘電路24確定的轉(zhuǎn)換或采樣速率fck_t上，分別把時域OFDM碼元的實數(shù)和虛數(shù)數(shù)字成分轉(zhuǎn)換成同相和正交OFDM模擬信號。然后，讓同相和正交OFDM信號分別通過混合器26和28。
在混合器26和28中，來自DAC 20和22的同相和正交OFDM信號分別用于調(diào)制同相中頻(IF)信號和90°相移(正交)IF信號，以便分別生成同相IFOFDM信號和正交IF OFDM信號。饋送到混合器26的同相IF信號由本機振蕩器30直接生成，而饋送到混合器28的90°相移IF信號則讓本機振蕩器30產(chǎn)生的同相IF信號在饋送到混合器28之前通過90°相移器32生成。然后，在組合器34中把這兩個同相和正交IF OFDM信號組合在一起，形成復(fù)合IFOFDM信號。在一些傳統(tǒng)發(fā)送機中，IF混合是在進行數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換之前，利用數(shù)字合成器和數(shù)據(jù)混合器在數(shù)字域中進行的。
然后，讓這種復(fù)合IF OFDM信號通過射頻(RF)發(fā)送機40。在現(xiàn)有技術(shù)中，已經(jīng)存在各種各樣的RF發(fā)送機40，并且是眾所周知的，但是，RF發(fā)送機40通常都包括IF帶通濾波器42、RF混合器44、RF載頻本機振蕩器46、RF帶通濾波器48、RF功率放大器50、和天線52。RF發(fā)送機40從組合器34獲取IF OFDM信號，利用它調(diào)制RF本機振蕩器46生成的、頻率為fct的發(fā)送載波，以便生成占據(jù)信道帶寬BW的RF OFDM調(diào)制載波。因為整個OFDM信號必須落在這個信道帶寬的范圍內(nèi)，所以信道帶寬必須至少是(1/Ts)·(2N+1)Hz的寬度，以容納所有調(diào)制OFDM副載波。這個RF OFDM調(diào)制載波的頻域特性顯示在圖2中。然后，把這個RF OFDM調(diào)制載波通過信道從天線52發(fā)送到遠處的OFDM接收機。在RF發(fā)送機40的可替換實施例中，OFDM信號用于調(diào)制利用頻率調(diào)制(FM)、單邊帶調(diào)制(SSB)、或其它調(diào)制技術(shù)的發(fā)送載波。因此，所得的RF OFDM調(diào)制載波未必具有如圖2所示的RF OFDM調(diào)制載波的嚴格形狀(即，RF OFDM調(diào)制載波的中心可能不在發(fā)送載波附近，而是位于它的某一側(cè))。
為了在遙遠的地方接收OFDM信號和接收已經(jīng)編碼成OFDM副載波的基帶數(shù)據(jù)位，OFDM接收機基本上必須進行上述OFDM發(fā)送機進行的所有操作的逆操作。這些操作可以參照作為傳統(tǒng)OFDM接收機的方塊圖的圖3加以描述。
典型OFDM接收機60的第一個單元是RF接收機70。與RF發(fā)送機40一樣，在現(xiàn)有技術(shù)中，已經(jīng)存在各種各樣的RF接收機70，并且是眾所周知的，但是，RF接收機70通常都包括天線72、低噪聲放大器(LNA)74、RF帶通濾波器76、自動增益控制(AGC)電路77、RF混合器78、RF載頻本機振蕩器80、和IF帶通濾波器82。
通過天線72，RF接收機70接入通過信道之后的RF OFDM調(diào)制載波。然后，通過將它與RF本機振蕩器80生成的頻率為fcr的接收載波混頻，RF接收機70降頻轉(zhuǎn)換RF OFDM調(diào)制載波，以獲得接收IF OFDM信號。接收載波與發(fā)送載波之間的頻率差引起載頻偏移Δfc。
然后，把這個接收IF OFDM信號饋送到混合器84和混合器86，混合器84和混合器86分別將其與同相IF信號和90°相移(正交)IF信號混頻，生成同相和正交OFDM信號。饋送到混合器84的同相IF信號由本機振蕩器88生成。饋送到混合器86的90°相移IF信號通過讓IF本機振蕩器88產(chǎn)生的同相IF信號饋送到混合器86之前通過90°相移器90而生成。
然后，讓同相和正交OFDM信號分別通過模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)92和93，在ADC 92和93上以時鐘電路94確定的采樣速率fck_r數(shù)字化它們。ADC92和93分別產(chǎn)生形成同相和正交離散時間OFDM信號的數(shù)字樣本。接收機的采樣速率與發(fā)送機的采樣速率之差是采樣速率偏移Δfck＝fck_r-fck_t。
然后，讓來自ADC 92和93的未濾波同相和正交離散時間OFDM信號通過低通濾波器96和98。低通濾波器96和98的輸出分別是接收OFDM信號的同相和正交樣本。這樣，接收OFDM信號被轉(zhuǎn)換成同相(qi)和正交(pi)樣本，同相(qi)和正交(pi)樣本分別代表復(fù)數(shù)OFDM信號ri的實數(shù)和虛數(shù)成分，ri＝qi+jpi。然后，把接收OFDM信號的這些同相和正交(實數(shù)和虛數(shù))樣本傳送到DSP 100。請注意，在接收機60的一些傳統(tǒng)實施方式中，在IF混合處理之前進行模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換。在這樣的實施方式中，混合處理涉及到數(shù)字混合器和數(shù)字頻率合成器的使用。此外，還請注意，在接收機60的許多傳統(tǒng)實施方式中，在濾波之前進行數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換。
DSP 100對接收OFDM信號的同相和正交樣本進行各種各樣的操作。這些操作可以包括a)使接收機60與接收OFDM信號內(nèi)的碼元和數(shù)據(jù)幀的定時同步；b)從接收OFDM信號中移去循環(huán)前綴；c)計算接收OFDM信號的離散付里葉變換(DFT)，或最好是快速付里葉變換(FFT)，以便還原成在每個OFDM碼元間隔內(nèi)用于調(diào)制副載波的頻域子碼元序列；d)對副載波進行任何所需的信道均衡；和e)通過FFT計算解調(diào)OFDM信號的副載波，從OFDM信號的每個碼元中計算頻域子碼元序列yk。然后，DSP 100把這些子碼元序列發(fā)送到解碼器102。
解碼器102從來自DSP 100的頻域子碼元序列中還原發(fā)送的數(shù)據(jù)位。這種還原是通過解碼頻域子碼元進行的，從而獲得在理論上應(yīng)該與饋送到OFDM發(fā)送機10的數(shù)據(jù)位流12相一致的數(shù)據(jù)位流104。這種解碼處理可以包括，例如，從塊和/或傳統(tǒng)編碼子碼元中還原數(shù)據(jù)的軟維特比(Viterbi)解碼和里德-索洛蒙(Reed-Solomon)解碼。
在像用于實現(xiàn)數(shù)字電視或無線局域網(wǎng)(WLAN)的發(fā)送系統(tǒng)那樣的典型OFDM數(shù)據(jù)發(fā)送系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)是在稱為數(shù)據(jù)幀的碼元群中的OFDM信號中發(fā)送的。這個概念顯示在圖4中，在圖4中，數(shù)據(jù)幀110包括M個相繼的碼元112a、112b、......、112M，其中的每一個都包括保護間隔Tg，以及OFDM碼元間隔Ts。因此，每個碼元擁有Tg+Ts秒的總間隔。取決于實際應(yīng)用，可以連續(xù)地發(fā)送數(shù)據(jù)幀，譬如在數(shù)字TV廣播中，也可以突發(fā)地發(fā)送數(shù)據(jù)幀任意次數(shù)，譬如在WLAN的實施方式中。
現(xiàn)在參照圖5-8，圖5-8顯示了本發(fā)明的示范性實施例。盡管本發(fā)明被顯示成與圖3所示的OFDM接收機的那些單元區(qū)分開，但是本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員容易想到，本發(fā)明可以與OFDM接收機的那些單元結(jié)合在一起。例如，可以將本發(fā)明與OFDM接收機60的ADC 92和93和時鐘電路94組合在一起。但是，為了清楚起見，易于參考，和便于理解本發(fā)明，可以把本發(fā)明顯示成區(qū)分開的采取頻率校正環(huán)。
本發(fā)明被描述成在遵從ETSI-BRAN HIPERLAN/2(歐洲)和IEEE802.11a(美國)無線LAN標準(把它們列在這里，以供參考)的接收機中的操作。但是，就本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所掌握的知識而言，也可以在其它OFDM系統(tǒng)中實現(xiàn)本發(fā)明的原理。
上述無線LAN標準提出了使用用于檢測OFDM發(fā)送的訓練序列。簡要地說，訓練序列(例如，訓練序列A或B)包括在預(yù)定個數(shù)的導頻副載波或包(bins)(例如，12個導頻副載波)上發(fā)送的一系列短OFDM訓練碼元(具有已知的幅度和相位)。在發(fā)送訓練序列期間，所有其它的副載波(例如，52個副載波)保持為零。雖然下面討論上述LAN標準的訓練序列的使用，但是，其它可替換訓練序列和碼元的使用也應(yīng)該被認為是在所附權(quán)利要求書規(guī)定的本發(fā)明的范圍之內(nèi)。
更具體地說，HIPERLAN/2短訓練序列B包括12個非零導頻副載波，和所有其它副載波均為零(總共64個副載波)。如果在采樣時域OFDM信號時，存在采樣頻率偏移，那么，在頻域中的結(jié)果將是沿著頻率軸按比例縮放的頻譜。這樣的按比例縮放意味著，12個非零導頻副載波將不再處在基頻倍數(shù)的頻率上。因此，將會發(fā)生DFT泄漏。其結(jié)果是，在與導頻副載波相對應(yīng)的FFT輸出中不是含有單峰，而是存在如圖5所示的、帶有旁瓣(在主峰每一側(cè)上的樣本)的峰。通過計算峰左側(cè)的樣本與峰右側(cè)的樣本之間的差異，可以生成可以用于成功更新采樣器的頻率，從而消除采樣頻率偏移的有意義誤差。
現(xiàn)在返回到圖6，圖6顯示了采樣頻率糾錯網(wǎng)絡(luò)120。應(yīng)該注意到，網(wǎng)絡(luò)120可以以軟件、硬件、或它們的某種組合來具體實現(xiàn)。網(wǎng)絡(luò)120從受可變時鐘電路(例如，圖3中的時鐘電路94)驅(qū)動的、含有模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(例如，圖3中的ADC 92和93)的采樣器122接收采樣信號。正如上述所討論的，采樣器122可以以與發(fā)送機的采樣速率不同的頻率采樣接收信號。這種采樣速率的差異生成可以損害接收機性能的采樣頻率偏移。網(wǎng)絡(luò)120糾正這種頻率偏移，從而使接收機保持適當?shù)耐健?br> 網(wǎng)絡(luò)120包括時域開窗模塊124，它將從采樣器122接收的采樣時域數(shù)據(jù)與諸如漢明(Hamming)窗、漢寧(Hanning)窗等之類的窗口函數(shù)相乘。把窗口函數(shù)作用于采樣數(shù)據(jù)有兩方面的好處。其一，當在頻域中分析采樣數(shù)據(jù)時，即，當采樣數(shù)據(jù)經(jīng)過FFT模塊126處理和經(jīng)過誤差計算模塊128分析時，每個導頻包(pilot bin)的主瓣將得到加寬或擴展。加寬主瓣將增加每個導頻包的頻域樣本的個數(shù)，下面將對此作更詳細討論。其二，導頻包的旁瓣變窄了，其結(jié)果是，使與相鄰導頻包的干擾變小了。
時域開窗模塊124讓采樣時域數(shù)據(jù)通過FFT模塊126，F(xiàn)FT模塊126把時域樣本轉(zhuǎn)換到頻域。正如上面所討論的那樣，對于每個導頻包的主瓣來說，在時域中窗口函數(shù)的應(yīng)用增加了頻率樣本的個數(shù)。例如，圖7顯示了各含有三個頻域樣本的兩個導頻包，即，每個導頻包含有一個主峰和在主峰兩側(cè)上的兩個較小峰。如果在時域中不應(yīng)用窗口函數(shù)，那么，每個導頻包可能只有一個頻域樣本。換言之，如果在時域中不應(yīng)用窗口函數(shù)，那么，在頻域中將只出現(xiàn)主峰。正如下面所更詳細的那樣，需要附加頻域樣本得出頻率偏移誤差。
FFT模塊126讓頻域樣本通過誤差計算模塊128。誤差計算模塊128將接收樣本與已知訓練序列的導頻包指標的存儲表130相比較，檢測訓練序列的主峰頻域樣本的出現(xiàn)。當檢測到訓練序列的主峰頻域樣本時，誤差計算模塊128分析與訓練序列的每個導頻包相鄰的頻率包，以確定采樣頻率偏移是否存在。當不存在采樣頻率偏移時，如圖7所示，導頻包左側(cè)和右側(cè)的頻率包將具有相同的幅度。但是，如果存在采樣頻率偏移時，那么，如圖8所示，導頻包左側(cè)和右側(cè)的頻率包將具有不同的幅度。
一旦檢測到采樣頻率偏移，誤差計算模塊128就通過計算每個導頻包的兩側(cè)上頻率包之間的幅度差，計算每個導頻包的誤差值。如圖5所示，幅度差可能是正的，也可能是負的，并且，由于這包含了有關(guān)接收機的采樣頻率是太快還是太慢的信息，需要保持差的符號。對于給定的采樣頻率偏移，主峰左側(cè)的樣本的幅度(用LEFT表示這個樣本的幅度)減去主峰右側(cè)的樣本的幅度(用RIGHT表示這個樣本的幅度)將得出FFT輸出頻譜的前半部分的、具有給定符號的值，對于FFT輸出頻譜的后半部分來說，那個差值的符號將是相反的。為了使誤差項對于整個頻譜來說，具有相同的符號，必須把頻譜(即，來自FFT的正頻率包)的前半部分136的誤差定義得與后半部分138的誤差相反。也就是說，可以把前半部分的誤差定義成LEFT-RIGHT，而把后半部分(即，來自FFT的負頻率包)的誤差定義成RIGHT-LEFT。當然，可替換地，也可以反過來定義(對于前半部分，RIGHT-LEFT，對于后半部分，LEFT-RIGHT)。
返回到圖6，誤差計算模塊128把導頻包的計算誤差值輸出到平均誤差模塊132。平均誤差模塊132通過求計算誤差值的平均值，計算平均誤差值。此后，平均誤差模塊132把平均誤差值輸出到增益模塊134，增益模塊134將平均誤差模塊乘以增益因子，得出按比例縮放的誤差信號，將這個按比例縮放的誤差信號反饋到采樣器122，以調(diào)整采樣頻率。增益的值控制OFDM接收機的采樣頻率的收斂速度。因此，增益模塊134用作第一級環(huán)路濾波器。
因此，根據(jù)本發(fā)明的原理，提供了糾正OFDM接收機中采樣頻率偏移的方法。該方法包括接收OFDM導頻副載波上包含訓練碼元的OFDM信號，以采樣頻率采樣接收OFDM信號，把時域窗口應(yīng)用于采樣OFDM信號，以便加寬OFDM導頻副載波的主瓣，對開窗OFDM信號進行快速付里葉變換(FFT)，致使存在OFDM導頻副載波的數(shù)個頻域樣本，和通過分析OFDM導頻副載波的數(shù)個頻域樣本，得出與采樣頻率偏移成比例的誤差。
根據(jù)本發(fā)明的特征，提供了OFDM接收機，用于接收導頻副載波上含有訓練碼元的OFDM信號。OFDM接收機包括模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，用于以采樣頻率采樣接收模擬OFDM信號，生成數(shù)字OFDM樣本；開窗模塊，用于把窗口函數(shù)應(yīng)用于ADC輸出的數(shù)字樣本，窗口函數(shù)加寬了導頻副載波的主瓣；FFT模塊，用于快速付里葉變換開窗模塊輸出的開窗樣本，致使導頻副載波存在數(shù)個頻率樣本；和誤差計算模塊，用于通過分析導頻副載波的數(shù)個頻率樣本，計算采樣頻率誤差。
雖然通過參照優(yōu)選實施例已經(jīng)對本發(fā)明作了描述，但是，顯而易見，可以對這些實施例進行各種各樣的修改，而不偏離如所附權(quán)利要求書限定的、本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種糾正正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收機中采樣頻率偏移的方法，該方法包括下列步驟接收OFDM導頻副載波上包含訓練碼元的OFDM信號；以采樣頻率采樣接收OFDM信號(122)；加寬OFDM導頻副載波的主瓣(124)；獲取OFDM導頻副載波的數(shù)個頻域樣本(126)；和通過分析OFDM導頻副載波的數(shù)個頻域樣本，得出與采樣頻率偏移成比例的誤差(128，132)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，還包括下列步驟響應(yīng)得出的誤差，調(diào)整采樣頻率(134)，致使采樣頻率偏移趨向于零。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，加寬(124)步驟包括把時域窗口應(yīng)用于采樣OFDM信號，以便加寬OFDM導頻副載波的主瓣。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，獲取數(shù)個頻域樣本(126)的步驟包括快速付里葉變換采樣OFDM信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，得出誤差(128，132)的步驟包括下列步驟在OFDM導頻副載波的數(shù)個頻域樣本中檢測峰值頻域樣本；計算位于OFDM導頻副載波的峰值頻域樣本兩側(cè)的頻域樣本之間的幅度之差；和從計算的差值中得出采樣頻率偏移。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，還包括下列步驟將計算的差值乘以增益因子(134)，得出與采樣頻率偏移成比例的誤差。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其中，檢測峰值頻域樣本的步驟包括下列步驟將頻域樣本的指標與已知導頻副載波的存儲指標相比較；和當頻域樣本之一的指標與存儲指標相匹配時，確定存在峰值頻域樣本。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，接收OFDM信號的步驟包括接收數(shù)個OFDM導頻副載波上的數(shù)個訓練碼元；把時域窗口(124)應(yīng)用于采樣OFDM信號的步驟包括應(yīng)用時域窗口，以便加寬OFDM導頻副載波的主瓣；快速付里葉變換(124)加寬OFDM信號的步驟包括快速付里葉變換，致使對于每個OFDM導頻副載波都存在數(shù)個頻域樣本；和得出采樣頻率誤差(128，132)的步驟包括分析每個OFDM導頻副載波的數(shù)個頻域樣本。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中，得出采樣頻率誤差的步驟包括下列步驟為每個OFDM導頻副載波檢測峰值頻域樣本；計算位于每個OFDM導頻副載波的每個峰值頻域樣本兩側(cè)的頻域樣本之間的幅度之差；和從計算的差值中得出采樣頻率偏移。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中，得出步驟包括下列步驟從計算的幅度差中計算平均幅度差(132)；和將平均幅度差乘以增益因子(134)，得出采樣頻率誤差。
11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中，為每個OFDM導頻副載波檢測峰值頻域樣本的步驟包括下列步驟將頻域樣本的指標與已知導頻副載波的存儲指標相比較；和當頻域樣本之一的指標與存儲指標之一相匹配時，確定存在峰值頻域樣本。
12.一種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收機，用于接收導頻副載波上含有訓練碼元的OFDM信號，該OFDM接收機包括模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)(122)，用于以采樣頻率采樣接收模擬OFDM信號，生成數(shù)字OFDM樣本；開窗模塊(124)，用于把窗口函數(shù)應(yīng)用于ADC輸出的數(shù)字樣本，該窗口函數(shù)加寬導頻副載波的主瓣；FFT模塊(126)，用于快速付里葉變換開窗模塊輸出的開窗樣本，致使導頻副載波存在數(shù)個頻率樣本；和誤差計算模塊(128)，用于通過分析導頻副載波的數(shù)個頻率樣本，計算采樣頻率誤差。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的OFDM接收機，還包括增益模塊(134)，用于響應(yīng)采樣頻率誤差接收，生成按比例放大的誤差信號，該按比例放大的誤差信號使ADC調(diào)整采樣頻率，以便采樣頻率趨向于零。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的OFDM接收機，其中，誤差計算模塊(128)通過檢測OFDM導頻副載波的數(shù)個頻域樣本中的峰值頻域樣本，和計算位于所檢測峰值頻域樣本兩側(cè)的頻域樣本之間的幅度之差，計算采樣頻率誤差。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的OFDM接收機，其中，誤差計算模塊(128)通過將頻域樣本的指標與已知導頻副載波的存儲指標(130)相比較，和當頻域樣本之一的指標與存儲指標(130)相匹配時確定存在峰值頻域樣本，檢測峰值頻域樣本。
全文摘要
一種檢測和糾正采樣信號的采樣頻率偏移的OFDM(正交頻分多路復(fù)用)接收機(60)。OFDM接收機在時域中采樣輸入信號；將采樣數(shù)據(jù)與窗口函數(shù)(124)相乘，加寬每個預(yù)定副載波頻域譜的主瓣；對采樣信號進行FFT(快速付里葉變換)(126)，以便分析每個預(yù)定副載波的頻域樣本；為每個預(yù)定載波檢測頻域樣本的幅度差值(128)；和根據(jù)檢測的幅度變化，得出采樣頻率誤差(128，132，134)。
文檔編號H04L7/00GK1435037SQ00819026
公開日2003年8月6日 申請日期2000年12月20日 優(yōu)先權(quán)日1999年12月22日
發(fā)明者馬克西姆·B·貝洛特瑟科夫斯基, 小路易斯·R·利特文 申請人:湯姆森特許公司