專利名稱：偶次高次諧波混頻器的制作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信系統的收發裝置中使用的偶次高次諧波混頻器，具體地說，涉及不僅變換高頻信號的頻率，而且適用于數字無線通信系統常用的高斯最小頻移鍵控(GMSK)、正交相移鍵控(QPSK)或正交調制(QAM)等的調制方式中使用的正交調制器和正交解調器的偶次高次諧波混頻器。
以下說明其操作。
圖1所示偶次高次諧波混頻器作為接收信號用混頻器操作時，高頻信號(RF信號)及本振波(LO波)通過RF端子7及LO端子8施加到多路信號分離電路3。施加在RF端子7上的RF信號經由多路信號分離電路3的HPF 4輸入到APDP 2。這時，用BPF 5阻止RF信號向LO端子8泄漏。另外，施加在LO端子8上的LO波經由BPF 5輸入到APDP 2。這時，用HPF 4阻止LO波向RF端子7泄漏。從施加于APDP 2的RF信號及LO波產生中頻信號(IF信號)。產生的IF信號經由LPF 6輸出到作為輸出信號端子的IF端子9。這時，用LPF6阻止RF信號及LO波。
圖1所示偶次高次諧波混頻器作為發送信號用混頻器操作時，IF信號及LO波通過IF端子9及LO端子8施加到多路信號分離電路3。施加在IF端子9上的IF信號經由LPF 6輸入到APDP 2。這時，用HPF 4阻止IF信號向RF端子7泄漏。另外，用BPF 5阻止IF信號向LO端子8泄漏。并且，施加在LO端子8上的LO波經由BPF 5輸入到APDP 2。這時，用HPF 4阻止LO波向RF端子7泄漏。APDP 2從輸入的IF信號及LO波產生RF信號。產生的RF信號經由HPF 4輸出到作為輸出信號端子的RF端子7。
以下說明頻率變換的操作。
圖2表示構成偶次高次諧波混頻器的APDP 2的電壓和電流的關系。由于第一及第二二極管1a、1b并聯且極性相反，所以，施加電壓為負時電流流過第一二極管1a，施加電壓為正時電流流過第二二極管1b。流過各個二極管的電流通常由下式表示。
I＝Is*(exp(qV/KT)-1) (1)這里，Is是飽和電流，q是電荷，V為施加電壓，k是玻爾茲曼常數，T為絕對溫度。式(1)表示的電流具有這樣的特性，在施加電壓V的值達到Vt之前幾乎不流通，而超過Vt后則急劇增大。從而，如圖2所示，由第一及第二二極管1a、1b形成的APDP 2可以看成僅僅在V＞Vt或V＜-Vt的區域中電流的流動表現出直流特性的元件。這樣，當向具有直流特性的APDP 2施加圖3所示的振幅為Vp的LO波時，如圖4所示，當LO波的振幅在-Vt到+Vt范圍內時，電流不流過任何一個二極管，當LO波的振幅超過+Vt或不足-Vt時，其中的一個二極管導通并流過電流。結果，如圖5(a)所示，APDP 2中，每半個周期流過相反相位的低頻電流，并且每半個周期由下式表示的APDP 2的電導g增大，如圖5(b)所示。
g＝|dI/dV|圖5(b)意味著電導g以LO波的2倍頻率進行變化。實際上，如果對電導的波形進行傅立葉分析，則具有LO波的2倍周期的項的系數值變大。這樣，使用APDP 2的偶次高次諧波混頻器可以輸出LO波的二次諧波和輸入信號的混合波。
圖1所示傳統的偶次高次諧波混頻器可以用具有RF信號的期望頻率的一半頻率的LO波進行操作。從而，以上述文獻為代表的大多數公開文獻中，偶次高次諧波混頻器適用于微波、特別是毫米波的收發機，由于偶次高次諧波混頻器能夠將LO波的頻率減半，因而期望能夠獲得降低收發機成本的效果。
但是，這種使用APDP 2的偶次高次諧波混頻器在其結構上會有這樣的問題，輸入信號和輸出信號之比即變換增益會隨著LO波功率的變動而發生很大的變化。圖6(a)為將施加的LO波的振幅設定在最佳值以下時，圖6(b)為設定在最佳值時，圖6(c)為設定在最佳值以上時，分別流過APDP 2的電流的曲線圖。如圖6(a)所示，LO波的振幅設定在最佳值以下時，由于LO波的振幅不足，不能獲得充分的電導，混頻器操作時的變換增益顯著降低。如圖6(b)所示，當施加最佳振幅的LO波時，可以獲得充分的變換增益。如圖6(c)所示，當施加最佳振幅以上的LO波時，流過APDP 2的電流的波形形成與LO波大致同一周期的正弦波。因而，該電導的傅立葉級數中，具有LO波的2倍周期的項的系數變小，作為期望的混合波的LO波的二次諧波和輸入信號的混合波的電平降低，變換增益也降低。圖7表示該變換增益的LO波功率依存性。從該圖可以明白，在某一LO波功率時變換增益達到最大，而在其前后的LO波功率下變換增益降低。
另外，上述式(1)中的飽和電流Is是絕對溫度T的函數，而且由于指數項內也包含T，因而二極管的直流特性具有溫度依存性。圖8是表示具有這種溫度依存性的2個二極管通過極性相反地并聯形成的APDP 2的直流特性的溫度依存性的圖。電流開始流動時的電壓Vt隨著溫度的上升而減少。即，高溫時電壓變小，低溫時電壓變大。從而，如圖9所示，變換增益的LO波功率依存性隨溫度而變化。從而，即使是同一LO波功率，變換增益也會隨著溫度的變化而不同。
由于傳統的偶次高次諧波混頻器如上所述構成，不得不在設計通信機時考慮變換增益的LO波功率依存性及溫度依存性，因而導致產生附加成本的問題。另外，不僅供給偶次高次諧波混頻器的LO波功率的電平會隨部件的偏差等變化，而且當偶次高次諧波混頻器本身的特性偏差重疊在一起時，會引起變換增益顯著變化的問題。而且，由于低溫時變換增益低，接收機中的噪音指數劣化、接收靈敏度降低，發射機不能獲得期望的輸出，高溫時變換增益上升，信號電平增大，偶次高次諧波混頻器的后段連同收發機都會出現發生畸變的問題。
本發明是為解決上述問題而提出的，其目的在于提供能夠抑制由供給的LO波的振幅的變動及溫度變化引起的變換增益的變動的偶次高次諧波混頻器。
從而，由于與LO波的振幅及溫度無關、能夠保持流過各個二極管的電流大致恒定，因而能夠抑制由LO波的振幅的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
本發明的偶次高次諧波混頻器，第一串聯部分具有與第一電阻串聯的多個二極管，第二串聯部分具有與第二電阻串聯的多個二極管。
從而，能夠獲得良好的畸變特性。
本發明的偶次高次諧波混頻器，第一串聯部分具有與第一電阻并聯的第一電容，第二串聯部分具有與第二電阻并聯的第二電容。
從而，由于施加于反并聯二極管對的RF信號不通過第一電阻或第二電阻而通過第一電容或第二電容，因而能夠抑制由與各個二極管串聯的電阻引起的RF信號電平的降低。
本發明的偶次高次諧波混頻器，將第一串聯部分的第一電阻與第一二極管的陰極連接并且將第二串聯部分的第二電阻與第二二極管的陽極連接，以便使反并聯二極管對裝置的一端連接到第一及第二電阻。所述偶次高次諧波混頻器還具有一端與上述第一電阻及上述第一二極管的接點連接的第一電容和一端與上述第二電阻及上述第二二極管的接點連接的第二電容，通過上述第一電阻及第二電阻的接點進行IF信號的輸入輸出，上述第一及第二電容的另一端相互連接，在該接點施加LO波的同時，通過該接點進行RF信號的輸入輸出。
從而，不僅能夠抑制由LO波功率的變動及溫度變化引起的偶次高次諧波混頻器的變換增益的變動，而且具有抑制由與各個二極管串聯的電阻引起的RF信號電平的下降的效果。
本發明的偶次高次諧波混頻器，將第一串聯部分的第一電阻與第一二極管的陰極連接并且將第二串聯部分的第二電阻與第二二極管的陽極連接，以便使反并聯二極管對裝置的一端連接到第一及第二電阻。上述第一串聯部分具有與第一電阻并聯的第一電容，上述第二串聯部分具有與第二電阻并聯的第二電容。所述偶次高次諧波混頻器還具有一端與上述第一電阻及上述第一二極管的接點連接的第三電容和一端與上述第二電阻及上述第二二極管的接點連接的第四電容，通過上述第一電阻及第二電阻的接點進行IF信號的輸入輸出，上述第三及第四電容的另一端相互連接，在該接點施加LO波的同時，通過該接點進行RF信號的輸入輸出。
從而，不僅能夠抑制由LO波功率的變動及溫度變化引起的偶次高次諧波混頻器的變換增益的變動，而且具有抑制由與各個二極管串聯的電阻引起的RF信號電平降低的效果。
本發明的偶次高次諧波混頻器，將第一串聯部分的第一電阻與第一二極管的陰極連接并且將第二串聯部分的第二電阻與第二二極管的陽極連接，以便使反并聯二極管對裝置的一端連接到第一及第二電阻，并且上述第一串聯部分具有與第一二極管的陽極連接的第一電容，而上述第二串聯部分具有與第二二極管的陰極連接的第二電容。所述偶次高次諧波混頻器還具有一端與第一二極管的陽極連接的第三電阻和一端與第二二極管的陰極連接、另一端與上述第三電阻的另一端連接的第四電阻，并且具有一端與上述第一電阻及上述第一二極管的接點連接的第三電容和一端與上述第二電阻及上述第二二極管的接點連接的第四電容，通過上述第一電阻及第二電阻的接點進行IF信號的輸入輸出，上述第三及第四電容的另一端相互連接，在該接點施加LO波的同時，通過該接點進行RF信號的輸入輸出。
從而，不僅能夠抑制由LO波功率的變動及溫度變化引起的偶次高次諧波混頻器的變換增益的變動，而且具有抑制由與各個二極管串聯的電阻引起的RF信號電平下降的效果。
本發明的偶次高次諧波混頻器，將第一串聯部分的第一電阻與第一二極管的陰極連接并且將第二串聯部分的第二電阻與第二二極管的陽極連接，以便使反并聯二極管對裝置的一端連接到第一及第二電阻，并且上述第一串聯部分具有與第一二極管的陽極串聯的第三電阻和與該第三電阻并聯的第一電容，上述第二串聯部分具有與第二二極管的陰極串聯的第四電阻和與該第四電阻并聯的第二電容。所述偶次高次諧波混頻器還具有一端與上述第一電阻及上述第一二極管的接點連接的第三電容和一端與上述第二電阻及上述第二二極管的接點連接的第四電容，通過上述第一電阻及第二電阻的接點進行IF信號的輸入輸出，上述第三及第四電容的另一端相互連接，在該接點施加LO波的同時，通過該接點進行RF信號的輸入輸出。
從而，不僅能夠抑制由LO波功率的變動及溫度變化引起的偶次高次諧波混頻器的變換增益的變動，而且具有抑制由與各個二極管串聯的電阻引起的RF信號電平下降的效果。
本發明的偶次高次諧波混頻器，將第一串聯部分的第一電阻與第一二極管的陰極連接并且將第二串聯部分的第二電阻與第二二極管的陽極連接，以便使反并聯二極管對裝置的一端連接到第一及第二電阻，并且上述第一串聯部分具有與上述第一電阻并聯的第一電容和與上述第一二極管的陽極串聯的第三電容，而上述第二串聯部分具有與上述第二電阻并聯的第二電容和與上述第二二極管的陰極串聯的第四電容。所述偶次高次諧波混頻器還具有一端與第一二極管的陽極連接的第三電阻和一端與第二二極管的陰極連接、另一端與上述第三電阻的另一端連接的第四電阻。
從而，不僅能夠抑制由LO波功率的變動及溫度變化引起的偶次高次諧波混頻器的變換增益的變動，而且能夠抑制由與各個二極管串聯的電阻引起的RF信號電平下降的效果。
圖2是表示傳統的偶次高次諧波混頻器使用的APDP的直流特性的圖。
圖3是表示施加于APDP的LO波的波形的圖。
圖4是表示施加于APDP的LO波的波形與流過APDP的電流波形的關系的圖。
圖5是表示流過APDP的二極管的電流波形及二極管的電導的時間變化的圖。
圖6是表示施加的LO波的振幅設定在最佳值以下、設定在最佳值時以及設定在最佳值以上時，分別流過APDP的電流的波形的圖。
圖7是表示傳統的偶次高次諧波混頻器的變換增益的LO波功率依存性的圖。
圖8是表示傳統的偶次高次諧波混頻器使用的APDP的直流特性的溫度依存性的圖。
圖9是表示傳統的偶次高次諧波混頻器的變換增益的LO波功率依存性隨溫度變化而變動的圖。
圖10是表示本發明實施例1的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖11是表示本發明實施例1的偶次高次諧波混頻器使用的APDP的直流特性的圖。
圖12是表示本發明實施例1的偶次高次諧波混頻器的變換增益的LO波功率依存性的圖。
圖13是表示本發明實施例1的偶次高次諧波混頻器使用的APDP的直流特性的溫度依存性的圖。
圖14是表示本發明實施例1的偶次高次諧波混頻器的變換增益的LO波功率依存性隨溫度變化而變動的圖。
圖15是表示本發明實施例1的一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖16是表示本發明實施例1的另一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖17是表示本發明實施例1的偶次高次諧波混頻器使用的APDP的另一個例子的結構的概略電路圖。
圖18是表示本發明實施例1的偶次高次諧波混頻器使用的APDP的另一個例子的結構的概略電路圖。
圖19是表示本發明實施例1的偶次高次諧波混頻器使用的APDP的另一個例子的結構的概略電路圖。
圖20是表示本發明實施例2的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖21是表示本發明實施例3的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖22是表示本發明實施例3的偶次高次諧波混頻器使用的APDP中的RF信號流的圖。
圖23是表示本發明實施例3的一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖24是表示本發明實施例4的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖25是表示本發明實施例4的偶次高次諧波混頻器使用的APDP中的RF信號流的圖。
圖26是表示本發明實施例4的一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖27是表示本發明實施例5的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖28是表示本發明實施例5的一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖29是表示本發明實施例6的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖30是表示本發明實施例6的一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖31是表示本發明實施例7的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖32是表示本發明實施例7的一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖33是表示本發明實施例8的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
圖34是表示本發明實施例8的一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。
另外，3是多路信號分離電路，4是多路信號分離電路3所包含的、其一端連接到RF端子7的高通濾波器(HPF)，5是多路信號分離電路3所包含的、其一端連接到HPF 4的另一端及APDP 11的一端、另一端連接到LO端子8的帶通濾波器(BPF)，6是多路信號分離電路3所包含的、其一端連接到HPF 4、BPF 5及APDP 11的一端、另一端連接到IF端子9的低通濾波器(LPF)。另外，APDP 11的另一端接地。
以下說明其操作。
圖11是表示常溫時APDP 11的端子電壓與電流關系的圖。以下參照圖11說明實施例1的偶次高次諧波混頻器的操作。與與現有技術的APDP相同，表現出在APDP 11的端子之間施加的電壓V的值達到Vt之前幾乎沒有電流流過APDP 11，而超過Vt后電流急劇增大的特性。從而，如圖11所示，本實施例1的APDP 11可以看成是表現出僅僅在V＞Vt或V＜-Vt的區域中電流才流動的直流特性的元件。但是，隨著APDP 11的端子電壓的增大，流過APDP 11的電流的增加率比傳統的APDP 2小，即使端子電壓有一些變化，流過APDP 11的電流的變化也非常小。即，與LO波的振幅和溫度無關，流過各個二極管的電流可以大致保持恒定，因而能夠抑制電導的變動。從而，向具有這種直流特性的APDP 11施加LO波的情況下，能夠抑制由LO波功率的變動和溫度變化引起的變換增益的變動。
圖12是表示向將圖10所示第一及第二二極管1a、1b分別與第一及第二電阻10a、10b串聯構成的APDP 11施加的LO波的功率和變換增益的關系的圖。與圖11所示的直流特性相同，向APDP 11施加的LO波的功率超過閥值后變換增益急劇增大，當LO波的功率達到所定的值Po時變換增益達到最大值，超過值Po后LO波的功率雖然繼續增大，但是變換增益慢慢變小。這樣，當LO波的功率超過所定的值Po時，相對于LO波的功率變動，本實施例的APDP 11的變換增益表現出變動小的LO波功率依存性。從而，能夠抑制由LO波功率的變動引起的變換增益的變動。
以上說明了LO波功率的依存性，但是本發明也能夠抑制由溫度變化產生的直流特性的變動引起的變換增益的變動。圖13同時表示APDP在常溫、高溫、低溫下的直流特性。如上所述，隨著APDP 11的端子電壓的增大，流過APDP 11的電流的增加率比傳統的APDP 2小，即使端子電壓有一些變化，流過APDP 11的電流的變化也非常小。從而，即使溫度變化，如果施加相同的端子電壓，流過APDP 11的電流幾乎不變。圖14是表示APDP 11的變換增益的LO波功率依存性隨溫度變化而變動的圖。如圖所示，雖然隨著溫度變化多少有一些變動，但是當施加預定值Po以上的LO波功率時，相對溫度變化的變換增益的變動變得非常小。
如上所述，根據本實施例1，能夠抑制由施加于偶次高次諧波混頻器的LO波功率的變動和溫度變化引起的變換增益的變動。
如下所述，上述實施例1可以有很多變型例。
圖15是表示本發明實施例1的一個變型例的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。該變型例的偶次高次諧波混頻器是短截線多路分離混頻器，圖中與圖10所示具有相同符號的部分表示與實施例1的偶次高次諧波混頻器的相同或相似的部分。另外，12是具有施加在偶次高次諧波混頻器上的LO波的1/4波長的電長度的終端開路線，13是具有所述LO波的1/4波長的電長度的終端短路線。
圖15所示的短截線多路分離混頻器用于IF信號的頻率比LO波的頻率低的情況。相對于LO波的頻率，從終端短路線13與APDP 11的接點A看，終端短路線13可以看成開路，而從終端開路線12與APDP11的接點B看，終端開路線12可以看成短路。從而，施加于LO端子8的LO波經由APDP 11流向終端開路線12。另外，由于IF信號的頻率比LO波的頻率低，RF信號的頻率變成LO波的頻率的大約2倍。因而，相對于RF信號的頻率，從終端短路線13與APDP 11的接點A看，終端短路線13可以看成短路，而從終端開路線12與APDP11的接點B看，終端開路線12可以看成開路。從而，施加于RF端子7的RF信號經由APDP 11流向終端短路線13。
該變型例中，由第一及第二電阻10a、10b和分別與它們串聯的第一及第二二極管1a、1b構成的APDP 11的直流特性也不顯著依存LO波功率的變動及溫度變化，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
上述說明中假定IF信號是不平衡信號，但是該實施例1不局限于此，也適用于IF信號是平衡信號的情況。圖16是表示根據本發明實施例1的另一個變型例、用以輸入輸出平衡信號的IF信號的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。圖中，40是設置在APDP 11和接地電位之間、只允許RF信號和LO波通過的高通濾波器(HPF)，6b是一端連接到HPF 40和APDP 11的接點、另一端連接到用以輸入輸出反相的IF信號的反相IF端子9b的低通濾波器(LPF)。HPF 40也可以是僅僅由電容構成的簡單電路。然后，平衡信號的IF信號及其反相信號分別通過IF端子9a及反相IF端子9b輸出。這樣構成的偶次高次諧波混頻器中，APDP 11的直流特性同樣也不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
圖17是表示本發明實施例1的另一個變型例的APDP 11的結構的概略電路圖。該變型例中，構成APDP 11的第一及第二二極管1a、1b的陽極分別與第一及第二電阻10a、10b連接。將該變型例的APDP11應用于偶次高次諧波混頻器的情況下，也能夠獲得相同效果。即，能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
圖18是表示本發明實施例1的另一個變型例的APDP 11的結構的概略電路圖。該變型例中，第一二極管1a的陰極與第一電阻10a連接，第二二極管1b的陽極與第二電阻10b連接。將該變型例的APDP11應用于偶次高次諧波混頻器的情況下，也能夠獲得相同效果。即，能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
上述實施例及變型例中，構成APDP 11的各個二極管連接有一個電阻，但是本發明不局限于此，也可以將多個電阻連接到各個二極管。圖19是表示這種變型例的APDP 11的結構的概略電路圖。該變型例中，構成APDP 11的各個二極管連接有兩個電阻，分別連接到各個二極管的陽極和陰極。將該變型例的APDP 11應用于偶次高次諧波混頻器的情況下，也能夠獲得相同效果。即，能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。實施例2圖20是表示本發明實施例2的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。圖中與圖10所示具有相同符號的部分表示與實施例1的偶次高次諧波混頻器的相同或相似的部分，故其說明從略。另外，圖20中，1c是與第一二極管1a串聯的第三二極管，1d是與第二二極管1b串聯的第四二極管。這樣，本實施例2的APDP 11將由串聯(級聯)的兩個二極管1a、1c及與它們串聯的第一電阻10a形成的第一串聯部分，與由串聯的兩個二極管1b、1d及與它們串聯的第二電阻10b形成的第二串聯部分這樣并聯，使得二極管1a、1c與二極管1b、1d的極性相反。
以下說明其操作。
根據本實施例2的構成偶次高次諧波混頻器的APDP 11的操作基本上與上述實施例1的APDP 11相同。因此以下只說明本實施例2的特征部分。
由于APDP 11的各個串聯部分級聯有兩個二極管，因而施加于每個二極管的端子電壓變成1/2。一般來說，二極管發生的畸變隨著施加的端子電壓的增大而非線性地增大。從而，與一個二極管的情況相比，可以抑制輸入信號的電平變大時的畸變量。即，獲得良好的畸變特性。
另外，不用說，使用上述構成的APDP 11的偶次高次諧波混頻器也與上述實施例1一樣，APDP 11的直流特性不會隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，構成APDP 11的各個串聯部分級聯的二極管不限于兩個，也可以由分別級聯有三個以上的二極管形成的兩個串聯部分構成APDP 11。該變型例可以進一步抑制輸入信號的電平變大時的畸變量。實施例3圖21是表示本發明實施例3的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。圖中與圖10所示具有相同符號的部分表示與實施例1的偶次高次諧波混頻器的相同或相似的部分，以下省略其說明。另外，圖21中，14a是和與第一二極管1a串聯的第一電阻10a并聯的第一電容，14b是和與第二二極管1b串聯的第二電阻10b并聯的第二電容。這樣，本實施例3的APDP 11將由串聯的第一二極管1a和第一電阻10a以及與該電阻10a并聯的第一電容形成的第一串聯部分，與由串聯的第二二極管1b和第二電阻10b以及與該電阻10b并聯的第二電容形成的第二串聯部分這樣并聯，使得第一二極管1a與第二二極管1b的極性相反。
以下說明其操作。
以下說明假定RF信號及LO波分別施加于RF端子7及LO端子8，從IF端子9取出IF信號的接收用混頻器。另外，根據本實施例3的構成偶次高次諧波混頻器的APDP 11的操作基本上與上述實施例1的APDP 11相同。因此以下只說明本實施例3的特征部分。
圖22是表示本發明實施例3的APDP 11中的RF信號流的圖。偶次高次諧波混頻器作為接收用混頻器進行操作的情況下，不僅必須向APDP 11施加LO波，而且還必須施加RF信號。如果沒有第一電容14a和第二電容14b(即，圖10所示上述實施例1的情況)，當RF信號施加于APDP 11上時，與各個二極管串聯的第一電阻10a或第二電阻10b產生電壓降，結果，施加于各個二極管的RF信號的電壓降低。從而導致變換增益的降低。
與此相比，在圖22所示的本實施例3的APDP 11中，施加的RF信號在正周期時，RF信號不通過APDP 11中的第二電阻10b，而是通過第二電容14b。另一方面，施加的RF信號在負周期時，RF信號不通過APDP 11中的第一電阻10a，而是通過第一電容14a。結果，由于不會因為第一電阻10a或第二電阻10b產生電壓降，所以不會導致變換增益的降低，能夠抑制由偶次高次諧波混頻器的LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
根據實施例3的偶次高次諧波混頻器可以作為輸入IF信號、輸出RF信號及LO波的發送用混頻器，在該情況下可以獲得同樣的效果。
如以下所示，上述實施例3可以有很多變型例。
上述說明中假定IF信號是不平衡信號，但是該實施例3不局限于此，也適用于IF信號是平衡信號的情況。圖23是表示根據本發明實施例3的一個變型例、用于輸入輸出平衡信號的IF信號的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。圖中，40是設置在APDP 11和接地電位之間、只允許RF信號和LO波通過的高通濾波器(HPF)，6b是一端連接到HPF 40和APDP 11的接點、另一端連接到反相IF端子9b的低通濾波器(LPF)。HPF 40也可以是僅僅由電容構成的簡單電路。然后，平衡信號的IF信號及其反相信號分別通過IF端子9a及反相IF端子9b輸出。這樣構成的偶次高次諧波混頻器中，APDP 11的直流特性同樣也不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
實施例3的另一個變型例中，構成APDP 11的第一及第二二極管1a、1b的陽極既分別與第一及第二電阻10a、10b連接，又分別與第一電容14a及第二電容14b連接。將該變型例的APDP 11應用于偶次高次諧波混頻器的情況下，也能夠獲得相同效果。即，能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，實施例3的另一個變型例中，第一二極管1a的陽極與第一電阻10a及第一電容14a連接，第二二極管1b的陰極與第二電阻10b及第二電容14b連接。將該變型例的APDP 11應用于偶次高次諧波混頻器的情況下，也能夠獲得相同效果。即，能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，在實施例3的另一個變型例中，在第一二極管1a的陽極及陰極兩邊都連接電阻與電容的并聯電路，在第二二極管1b的陽極及陰極兩邊都連接電阻與電容的并聯電路。將該變型例的APDP 11應用于偶次高次諧波混頻器的情況下，也能夠獲得相同效果。即，能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
而且，在上述實施例3及其變型例中，構成APDP 11的各個串聯部分連接有一個二極管，但是并不限定二極管的數目，也可以將兩個以上的二極管級聯連接到構成APDP 11的各個串聯部分。如上述實施例2所述，該變型例可以抑制輸入信號的電平變大時的畸變量。
另外，第一電容15a和第二電容15b的另一端相互連接，該接點通過HPF 4連接到RF端子7，并通過BPF 5連接到LO端子8。另外，第一電阻10a與第二電阻10b的接點連接到IF端子9。第一電容15a和第二電容15b的電容值分別設定成能夠使RF信號和LO波通過而阻止IF信號。
以下說明其操作。
以下說明假定RF信號及LO波分別施加于RF端子7及LO端子8，從IF端子9取出IF信號的接收用混頻器。圖25是表示本發明實施例4的APDP 11中的RF信號流的圖。施加于APDP 11的RF信號通過第一電容15a或第二電容15b，輸入第一二極管1a或第二二極管1b。從而，與實施例3相同，不會因為與各個二極管串聯的電阻而發生RF信號的電壓降。另一方面，由于第一電容15a和第二電容15b阻止直流電流，所以，由第一二極管1a及第一電阻10a構成的第一串聯部分和第二二極管1b及第二電阻10b構成的第二串聯部分所構成的并聯電路與上述實施例1的APDP 11進行相同的操作。從而，在使用這樣構成的APDP 11的偶次高次諧波混頻器中，APDP 11的直流特性不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
而且，由于第一二極管1a或第二二極管1b產生的IF信號被第一電容15a和第二電容15b阻止，所以IF信號通過與第一電阻10a和第二電阻10b的接點連接的IF端子9輸出。這時，由于第一電容15a和第二電容15b表現出來的阻抗分別比第一電阻10a和第二電阻10b的電阻值小，所以RF信號被第一電阻10a和第二電阻10b阻止而不能到達IF端子9。從而，不再需要以上所述實施例中必要的、只讓IF信號通過的低通濾波器(LPF)。
根據實施例4的偶次高次諧波混頻器可以作為輸入IF信號、輸出RF信號及LO波的發送用混頻器，在該情況下也可以獲得同樣的效果。
如以下所示，上述實施例4可以有很多變型例。
上述說明中假定IF信號是不平衡信號，但是該實施例4不局限于此，也適用于IF信號是平衡信號的情況。圖26是表示根據本發明實施例4的一個變型例、用以輸入輸出平衡信號的IF信號的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。圖中，40是設置在APDP 11和接地電位之間、只允許RF信號和LO波通過的高通濾波器(HPF)，6b是一端連接到HPF 40和APDP 11的接點、另一端連接到反相IF端子9b的低通濾波器(LPF)。HPF 40也可以是僅僅由電容構成的簡單電路。然后，平衡信號的IF信號及其反相信號分別通過IF端子9a及反相IF端子9b輸入輸出。根據該變型例的偶次高次諧波混頻器與圖16的偶次高次諧波混頻器進行同樣的操作，與圖24所示相同，APDP 11的直流特性也不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，構成APDP 11的各個串聯部分連接的二極管不限定一個，也可以將兩個以上的二極管級聯連接到構成APDP 11的各個串聯部分。如上述實施例2所述，該變型例可以抑制輸入信號的電平變大時的畸變量。
另外，圖27中，15a是一端連接到第一二極管1a的陰極與第一電阻10a的接點的第三電容，15b是一端連接到第二二極管1b的陽極與第二電阻10b的接點的第四電容。第三電容15a和第四電容15b的另一端相互連接，該接點通過HPF 4連接到RF端子7，并通過BPF5連接到LO端子8。第一電容14a和第二電容14b的電容分別設定成能夠讓IF信號通過，第三電容15a和第四電容15b的電容分別設定成能夠讓RF信號和LO波通過而阻止IF信號。
以下說明其操作。
以下說明假定RF信號及LO波分別施加于RF端子7及LO端子8，從IF端子9取出IF信號的接收用混頻器。圖24所示的上述實施例4中，IF信號通過第一電阻10a或第二電阻10b，從IF端子9輸出。因而，會有IF信號因第一電阻10a或第二電阻10b而衰減的情況。與此相比，在實施例5中，由于第一電阻10a和第二電阻10b分別與第一電容14a和第二電容14b并聯，并把第一電容14a和第二電容14b的電容分別設定成能夠讓IF信號通過，因而，IF信號不會因第一電阻10a和第二電阻10b而衰減，通過IF端子9輸出到外部。
這樣，流過APDP 11的各個串聯部分的第一二極管1a或第二二極管1b的電流不會受第一電容14a和第二電容14b的影響，可以通過第一電阻10a或第二電阻10b保持一定。從而，在使用這樣構成的APDP 11的偶次高次諧波混頻器中，APDP 11的直流特性不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
根據實施例5的偶次高次諧波混頻器也可以作為輸入IF信號、輸出RF信號及LO波的發送用混頻器，在該情況下也可以獲得同樣的效果。
如以下所示，上述實施例5可以有很多變型例。
上述說明中假定IF信號是不平衡信號，但是該實施例5不局限于此，也適用于IF信號是平衡信號的情況。圖28是表示根據本發明實施例5的一個變型例、用于輸入輸出平衡信號的IF信號的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。圖中，40是設置在APDP 11和接地電位之間、只允許RF信號和LO波通過的高通濾波器(HPF)，6b是一端連接到HPF 40和APDP 11的接點、另一端連接到反相IF端子9b的低通濾波器(LPF)。HPF 40也可以是僅僅由電容構成的簡單電路。然后，平衡信號的IF信號及其反相信號分別通過IF端子9a及反相IF端子9b輸入輸出。根據該變型例的偶次高次諧波混頻器與圖16的偶次高次諧波混頻器進行同樣的操作，與圖27所示相同，APDP 11的直流特性也不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，構成APDP 11的各個串聯部分連接的二極管不限定一個，也可以將兩個以上的二極管級聯連接到構成APDP 11的各個串聯部分。如上述實施例2所述，該變型例可以抑制輸入信號的電平變大時的畸變量。
另外，圖29中，17a是一端與第一二極管1a的陽極串聯的第一電容，17b是一端與第二二極管1b的陰極串聯的第二電容，18a是一端連接到第一二極管1a的陰極與第一電阻10a的接點的第三電容，18b是一端連接到第二二極管1b的陽極與第二電阻10b的接點的第四電容，19a是一端連接到第一二極管1a的陽極與第一電容17a的接點的第三電阻，19b是一端連接到第二二極管1b的陰極與第二電容17b的接點的第四電阻。第一電容17a和第二電容17b的另一端相互連接，該接點連接到接地電位。第一電阻10a和第二電阻10b相互連接，該接點連接到IF端子9a。第三電阻19a和第四電阻19b相互連接，該接點連接到反相IF端子9b。第三電容18a和第四電容18b的另一端相互連接，該接點通過HPF 4連接到RF端子7，并通過BPF 5連接到LO端子8。另外，第一電容17a和第二電容17b、以及第三電容18a和第四電容18b的電容值分別設定成能夠讓RF信號和LO波通過而阻止IF信號。
以下說明其操作。
以下說明假定RF信號及LO波分別施加于RF端子7及LO端子8，從IF端子9a及反相IF端子9b取出IF信號及其反相信號的接收用混頻器。
施加于RF端子7的RF信號經由HPF 4輸入APDP 11。輸入的RF信號經由第三電容18a或第四電容18b輸入第一二極管1a或第二二極管1b，而且經由第一電容17a或第二電容17b到達接地電位。從而，不會因第一到第四電阻10a、10b、19a、19b而發生RF信號的壓降。另一方面，由于第一到第四電容17a、17b、18a、18b阻止直流電流，由第一二極管1a與第一及第三電阻10a、19a連接構成的一個串聯部分(不同于第一串聯部分)和第二二極管1b與第二及第四電阻10b、19b連接構成的另一個串聯部分(不同于第二串聯部分)所構成的并聯電路與上述實施例1的APDP 11進行相同的操作。從而，在使用這樣構成的APDP 11的偶次高次諧波混頻器中，APDP 11的直流特性不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，由于第一二極管1a或第二二極管1b產生的IF信號被第一電容17a和第二電容17b以及第三電容18a和第四電容18b阻止，IF信號及其反相信號分別通過第一電阻10a和第二電阻10b的接點以及第三電阻19a和第四電阻19b的接點輸出。這時，由于第一到第四電容17a、17b、18a、18b表現出來的阻抗分別比第一到第四電阻10a、10b、19a、19b的電阻值小，RF信號被第一到第四電阻10a、10b、19a、19b阻止而不能到達IF端子9a及反相IF端子9b。從而，即使不需要以上所述實施例1到實施例3中必要的、只讓IF信號通過的低通濾波器(LPF)，也可以將IF信號作為平衡信號輸出。
根據實施例6的偶次高次諧波混頻器也可以作為輸入IF信號、輸出RF信號及LO波的發送用混頻器，在該情況下也可以獲得同樣的效果。
如以下所示，上述實施例6可以有很多變型例。
上述說明中假定IF信號是平衡信號，但是該實施例6不局限于此，也適用于IF信號是不平衡信號的情況。圖30是表示根據本發明實施例6的一個變型例、用于輸入輸出不平衡信號的IF信號的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。該實施例中，去除連接到第三電阻19a和第四電阻19b的接點的反相IF端子9b，第一串聯部分中的第一電阻10a、第一二極管1a及第一電容17a串聯，第二串聯部分中的第二電阻10b、第二二極管1b及第二電容17b串聯。從而，作為不平衡信號的IF信號僅僅從IF端子9輸入輸出。該變型例中，APDP 11的直流特性也不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，構成APDP 11的各個串聯部分連接的二極管不限定一個，也可以將兩個以上的二極管級聯連接到構成APDP 11的各個串聯部分。如上述實施例2所述，該變型例可以抑制輸入信號的電平變大時的畸變量。
另外，圖31中，10c是一端串聯到第一二極管1a的陽極的第三電阻，10d是一端串聯到第二二極管1b的陰極的第四電阻，16a是與第三電阻10c并聯的第一電容，16b是與第四電阻10d并聯的第二電容，18a是一端連接到第一二極管1a的陰極與第一電阻10a的接點的第三電容，18b是一端連接到第二二極管1b的陽極與第二電阻10b的接點的第四電容。第一電阻10a和第二電阻10b相互連接，該接點連接到IF端子9a。第三電阻10c及第四電阻10d的另一端相互連接，該接點通過LPF 6連接到反相IF端子9b，并通過HPF 40連接到接地電位。第三電容18a和第四電容18b的另一端相互連接，該接點通過HPF 4連接到RF端子7，并通過BPF 5連接到LO端子8。另外，第一到第四電容16a、16b、18a、18b的電容值分別設定成能夠讓RF信號和LO波通過而阻止IF信號。
以下說明其操作。
以下說明假定RF信號及LO波分別施加于RF端子7及LO端子8，從IF端子9a及反相IF端子9b取出IF信號及其反相信號的接收用混頻器。
施加于RF端子7的RF信號經由HPF 4輸入APDP 11。輸入的RF信號經由第三電容18a或第四電容18b輸入第一二極管1a或第二二極管1b，而且經由第一電容16a或第二電容16b以及HPF 40到達接地電位。從而，不會因第一到第四電阻10a、10b、10c、10d而發生RF信號的電壓降。另一方面，由于第三和第四電容18a、18b阻止直流電流，由第一二極管1a與第一及第三電阻10a、10c連接構成的第一串聯部分和第二二極管1b與第二及第四電阻10b、10d連接構成的第二串聯部分所構成的并聯電路與上述實施例1的APDP 11進行相同的操作。從而，在使用這樣構成的APDP 11的偶次高次諧波混頻器中，APDP 11的直流特性也不會隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，由于第一二極管1a或第二二極管1b產生的IF信號被第一到第四電容16a、16b、18a、18b阻止，IF信號及其反相IF信號分別通過第一電阻10a和第二電阻10b的接點以及第三電阻10c和第四電阻10d的接點輸出。這時，由于第一到第四電容16a、16b、18a、18b表現出來的阻抗分別比第一到第四電阻10a、10b、10c、10d的電阻值小，RF信號被第一到第四電阻10a、10b、10c、10d阻止而不能到達IF端子9a及反相IF端子9b。從而，即使不需要以上所述實施例1到實施例3中必要的、只讓IF信號通過的低通濾波器(LPF)，也可以將IF信號作為平衡信號輸出。
根據實施例7的偶次高次諧波混頻器可以作為輸入IF信號、輸出RF信號及LO波的發送用混頻器，在該情況下也可以獲得同樣的效果。
如以下所示，上述實施例7可以有很多變型例。
上述說明中假定IF信號是平衡信號，但是該實施例7不局限于此，也適用于IF信號是不平衡信號的情況。圖32是表示根據本發明實施例7的一個變型例、用以輸入輸出不平衡信號的IF信號的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。該實施例中，去除了通過LPF 6連接到第三電阻10c和第四電阻10d的接點的反相IF端子9b。從而，作為不平衡信號的IF信號僅僅從IF端子9輸出。該變型例中，APDP11的直流特性也不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，構成APDP 11的各個串聯部分連接的二極管不限定一個，也可以將兩個以上的二極管級聯連接到構成APDP 11的各個串聯部分。如上述實施例2所述，該變型例可以抑制輸入信號的電平變大時的畸變量。實施例8圖33是表示本發明實施例8的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。圖中與圖21所示具有相同符號的部分表示與實施例3的偶次高次諧波混頻器的相同或相似的部分，以下省略其說明。根據本實施例8的APDP 11將第一串聯部分中的第一電阻10a連接到第一二極管1a的陰極，第二串聯部分中的第二電阻10b連接到第二二極管1b的陽極，使得APDP 11的一端中的第一電阻10a與第二電阻10b相互連接在一起。第一電容14a與第一電阻10a并聯，第二電容14b與第二電阻10b并聯。
另外，圖33中，20a是一端串聯到第一二極管1a的陽極的第三電容，20b是一端串聯到第二二極管1b的陰極的第四電容，21a是一端連接到第一二極管1a的陽極與第三電容20a的接點的第三電阻，21b是一端連接到第二二極管1b的陰極與第四電容20b的接點的第四電阻。第一電阻10a和第二電阻10b的接點通過HPF 4連接到RF端子7、通過BPF 5連接到LO端子8，并通過LPF 6連接到IF端子9a。第三及第四電阻21a、21b的另一端相互連接，該接點連接到反相IF端子9b。第三及第四電容20a、20b的另一端相互連接，該接點連接到接地電位。另外，第一到第四電容14a、14b、20a、20b的電容值分別設定成能夠讓RF信號和LO波通過而阻止IF信號。
以下說明其操作。
以下說明假定RF信號及LO波分別施加于RF端子7及LO端子8，從IF端子9a及反相IF端子9b取出IF信號及其反相信號的接收用混頻器。
施加于RF端子7的RF信號經由HPF 4輸入到APDP 11。輸入的RF信號經由第一電容14a或第二電容14b輸入到第一二極管1a或第二二極管1b，而且經由第三電容20a或第四電容20b到達接地電位。從而，不會因第一到第四電阻10a、10b、21a、21b而發生RF信號的電壓降。另一方面，由于第三和第四電容20a、20b阻止直流電流，所以，由第一二極管1a與第一及第三電阻10a、21a連接構成的第一串聯部分和第二二極管1b與第二及第四電阻10b、21b連接構成的第二串聯部分所構成的并聯電路與上述實施例1的APDP 11進行相同的操作。從而，在使用這樣構成的APDP 11的偶次高次諧波混頻器中，APDP 11的直流特性也不會隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，由于第一二極管1a或第二二極管1b產生的IF信號被第一到第四電容14a、14b、20a、20b阻止，故IF信號及其反相IF信號分別通過第一電阻10a和第二電阻10b的接點以及第三電阻21a和第四電阻21b的接點輸出。這時，由于第一到第四電容14a、14b、20a、20b表現出來的阻抗分別比第一到第四電阻10a、10b、21a、21b的電阻值小，所以RF信號被第一到第四電阻10a、10b、21a、21b阻止而不能到達IF端子9a及反相IF端子9b。從而，即使不需要以上所述實施例1到實施例3中必要的、只讓IF信號通過的低通濾波器(LPF)，也可以將IF信號作為平衡信號輸出。
根據實施例8的偶次高次諧波混頻器可以作為輸入IF信號、輸出RF信號及LO波的發送用混頻器，在該情況下也可以獲得同樣的效果。
如以下所示，上述實施例8可以有很多變型例。
上述說明中假定IF信號是平衡信號，但是該實施例8不局限于此，也適用于IF信號是不平衡信號的情況。圖34是表示根據本發明實施例8的一個變型例、用以輸入輸出不平衡信號的IF信號的偶次高次諧波混頻器結構的概略電路圖。在該變型例中，去除了連接到第三電阻21a和第四電阻21b的接點的反相IF端子9b，第一串聯部分中的第一電阻10a、第一二極管1a及第三電容20a串聯，第二串聯部分中的第二電阻10b、第二二極管1b及第四電容20b串聯。這樣，作為不平衡信號的IF信號僅僅從IF端子9a輸入輸出。該變型例中，APDP 11的直流特性也不隨著LO波功率的變動及溫度變化而顯著變動，因而能夠抑制由LO波的功率的變動及溫度變化引起的變換增益的變動。
另外，構成APDP 11的各個串聯部分連接的二極管不限定一個，也可以將兩個以上的二極管級聯連接到構成APDP 11的各個串聯部分。如上述實施例2所述，該變型例可以抑制輸入信號的電平變大時的畸變量。
工業上利用的可能性如上所述，本發明的偶次高次諧波混頻器，適用于無線通信系統的收發裝置中使用的正交調制器和正交解調器。
權利要求
1.一種偶次高次諧波混頻器，它包括將第一二極管和第一電阻串聯的第一串聯部分與第二二極管和第二電阻串聯的第二串聯部分并聯，使所述第一及第二二極管的極性相反的反并聯二極管對。
2.如權利要求1所述的偶次高次諧波混頻器，其特征在于所述第一串聯部分具有與所述第一電阻串聯并且包括所述第一二極管的多個串聯二極管，以及所述第二串聯部分具有與所述第二電阻串聯并且包括所述第二二極管的多個串聯二極管。
3.如權利要求1所述的偶次高次諧波混頻器，其特征在于所述第一串聯部分具有與所述第一電阻并聯的第一電容，以及所述第二串聯部分具有與所述第二電阻并聯的第二電容。
4.如權利要求1所述的偶次高次諧波混頻器，其特征在于將所述第一串聯部分的所述第一電阻與所述第一二極管的陰極連接并且將所述第二串聯部分的所述第二電阻與所述第二二極管的陽極連接，使得所述第一及第二電阻在所述反并聯二極管對裝置的一端彼此連接；以及所述偶次高次諧波混頻器包括一端與所述第一電阻和所述第一二極管的接點連接的第一電容以及一端與所述第二電阻和所述第二二極管的接點連接的第二電容，通過所述第一電阻和所述第二電阻的接點進行IF信號的輸入輸出，所述第一電容的另一端和所述第二電容的另一端相互連接，在該接點施加LO波的同時，通過該接點進行RF信號的輸入輸出。
5.如權利要求3所述的偶次高次諧波混頻器，其特征在于將所述第一串聯部分的所述第一電阻與所述第一二極管的陰極連接并且將所述第二串聯部分的所述第二電阻與所述第二二極管的陽極連接，使得所述第一和第二電阻在所述反并聯二極管對裝置的一端彼此連接，以及所述偶次高次諧波混頻器包括一端與所述第一電阻和所述第一二極管的接點連接的第三電容以及一端與所述第二電阻和所述第二二極管的接點連接的第四電容，通過所述第一電阻和所述第二電阻的接點進行IF信號的輸入輸出，所述第三電容的另一端和所述第四電容的另一端相互連接，在該接點施加LO波的同時，通過該接點進行RF信號的輸入輸出。
6.如權利要求1所述的偶次高次諧波混頻器，其特征在于將所述第一串聯部分的所述第一電阻與所述第一二極管的陰極連接并且將所述第二串聯部分的所述第二電阻與所述第二二極管的陽極連接，使得所述第一和所述第二電阻在所述反并聯二極管對裝置的一端彼此連接，所述第一串聯部分包括與所述第一二極管的陽極連接的第一電容，而所述第二串聯部分包括與所述第二二極管的陰極連接的第二電容，以及所述偶次高次諧波混頻器包括一端與所述第一二極管的陽極連接的第三電阻；一端與所述第二二極管的陰極連接、另一端與所述第三電阻的另一端連接的第四電阻；一端與所述第一電阻和所述第一二極管的接點連接的第三電容以及一端與所述第二電阻和所述第二二極管的接點連接的第四電容，通過所述第一電阻和所述第二電阻的接點進行IF信號的輸入輸出，所述第三電容的另一端和所述第四電容的另一端相互連接，在該接點施加LO波的同時，通過該接點進行RF信號的輸入輸出。
7.如權利要求1所述的偶次高次諧波混頻器，其特征在于將所述第一串聯部分的所述第一電阻與所述第一二極管的陰極連接并且將所述第二串聯部分的所述第二電阻與所述第二二極管的陽極連接，使得所述第一和第二電阻在所述反并聯二極管對裝置的一端彼此連接；所述第一串聯部分包括與所述第一二極管的陽極串聯的第三電阻和與所述第三電阻并聯的第一電容，而所述第二串聯部分包括與所述第二二極管的陰極串聯的第四電阻和與所述第四電阻并聯的第二電容，以及所述偶次高次諧波混頻器包括一端與所述第一電阻和所述第一二極管的接點連接的第三電容以及一端與所述第二電阻和所述第二二極管的接點連接的第四電容，通過所述第一電阻和第二電阻的接點進行IF信號的輸入輸出，所述第三電容的另一端和所述第四電容的另一端相互連接，在該接點施加LO波的同時，通過該接點進行RF信號的輸入輸出。
8.如權利要求3所述的偶次高次諧波混頻器，其特征在于將所述第一串聯部分的所述第一電阻與所述第一二極管的陰極連接并且將所述第二串聯部分的所述第二電阻與所述第二二極管的陽極連接，使得所述第一和第二電阻在所述反并聯二極管對裝置的一端彼此連接；所述第一串聯部分包括與所述第一二極管的陽極串聯的第三電容，而所述第二串聯部分包括與所述第二二極管的陰極串聯的第四電容，以及所述偶次高次諧波混頻器包括一端與所述第一二極管的陽極連接的第三電阻以及一端與所述第二二極管的陰極連接、另一端與所述第三電阻的另一端連接的第四電阻。
全文摘要
一種偶次高次諧波混頻器包括反并聯二極管對部分(11),后者包含將第一二極管(1a)和第一電阻(10a)串聯的第一串聯部分以及將第二二極管(1b)和第二電阻(10b)串聯的第二串聯部分,將第一串聯部分和第二串聯部分這樣并聯,使得所述第一和第二二極管的極性相反。
文檔編號H04N17/04GK1373928SQ00812693
公開日2002年10月9日 申請日期2000年7月10日 優先權日2000年7月10日
發明者下澤充弘, 磯田陽次, 高木直, 末松憲治, 谷口英司, 前田憲一, 伊東健治, 桂隆俊, 生島貴之 申請人:三菱電機株式會社