專利名稱：：用于掩膜光盤讀出信號的自適應限幅均衡器的制作方法
技術領域：
：本發明屬于高密度數字光存儲
技術領域：
，特別涉及用于掩膜光盤讀出信號的均衡器的結構設計。運用超分辨掩膜實現超過光斑尺寸極限的高密度存儲是實現高密光存儲的重要方向之一。它的結構如圖1所示，是在通常的只讀光盤的反射層2與盤基4之間加如一層超分辨掩膜層3，而其它部分如保護層1，反射層和盤基都與普通的光盤相同。掩膜層的材料在入射光6達到一定曝光量的情況下透射率明顯提高，從而在在照射區域內形成一個小于照射光斑的有效光斑，是一有效光斑要小于有入射光波長和物鏡5所決定的衍射極限，從而實現超分辨存儲。與普通只讀光盤不同的是，由于掩膜層中形成的光斑是與入射光區域內的曝光量相關的，所以系統的光學幅值傳遞函數將不再是一個定值。帶有掩膜光盤的光學傳遞函數(MTF)與光盤轉速和入射光功率都有關，如圖2和圖3所示，圖中，縱坐標光學傳遞函數，無單位；橫坐為標切向空間頻率(fx)，單位是NA/λ，粗線表示普通只讀光盤的光學傳遞函數，而其它曲線則表示不同轉速和入射光功率下掩膜光盤的光學傳遞函數。從中可以看出，掩膜光盤的空間截止頻率要高于普通的只讀光盤，這正是掩膜層的超分辨作用，但同時可以看出，由于掩膜的存在使得空間傳遞函數不再是一個定值。這就要求后續處理電路要能自適應對信號進行補償。光存儲系統中的后續補償電路中主要是使用均衡器來補償光學系統的具有低通特性的光學傳遞函數，來提高信噪比。目前，由于普通的只讀光盤的光學傳遞函數為一個定值，所以使用的均衡器為固定的余弦均衡器。余弦均衡器的原理框圖如圖4所示。均衡器中的前置放大器A1主要是用于隔離信號，其輸出阻抗等于延遲線的浪涌阻抗。延遲線將信號延遲時間τ，而比例放大器A2則確定了均衡的幅值。則輸出幅值包絡歸一化為，A(ω)=1-2acosωτ(1)同時也可通過數字余弦均衡器來實現，數字余弦均衡器傳遞函數的表達式為H(z)=1-k(z-2+z2)(2)式中表示的單位延遲為光盤編碼中的一個時鐘周期T。圖5表示了余弦均衡器的作用原理。圖中的實線為普通只讀光盤的光學傳遞函數MTF和虛線為余弦均衡器的幅值傳遞函數，點劃線為兩者結合后的系統傳遞函數。圖中橫坐標為頻率，由Na·νλ]]>進行了歸一化。可見，經過余弦均衡器均衡補償后的系統傳遞函數在工作頻段0.3~1.0Na·νλ]]>內的幅值特性接近水平線，這樣提高了信噪比。但帶有超分辨掩膜的光盤中，由于掩膜引起的光學傳遞函數的變化使得這種固定的余弦均衡器不再適用。首先是余弦均衡器不具備自適應特性，無法滿足補償掩膜光盤變化的光學傳遞函數的要求。此外，余弦均衡器將會引起碼間干擾，特別是當其均衡度增大的時候。所謂碼間干擾是指由于系統的幅、相頻特性等影響，使得收端判決時，數據受前后數碼的影響。具體到光盤播放器中的余弦均衡器，其工作原理如圖6所示。圖6(a)為盤片上不同的坑點圖案被光學頭讀取，而生成再生HF信號如圖6(b)所示，經過采樣，由余弦均衡器依據式2實現均衡如圖6(c)所示。假設均衡前的信號不存在碼間干擾，即在過“0”(切割電平)時，為理想判決點。在在余弦均衡器中，x(n-2)和x(n+2)的值乘于-k后加在x(n)上而獲取輸出z(n)。由于MTF的影響，不同掃描長度的信號幅值不同。這樣在過“0”點兩邊的碼的掃描長度不同，x(n-2)和x(n+2)的絕對值不相等的情況下，z(n)值將偏離“0”點。這樣，在判斷時必然產生碼間干擾。同時對于不同均衡器參數k，碼間干擾的程度不同且隨均衡度的提高碼間干擾明顯增大。由于在碼間干擾和介質噪聲共同影響下將會產生較大的誤碼，作為掩膜光盤的自適應均衡器需要處理這個問題。由此可見，目前的余弦均衡無法滿足掩膜光盤讀出信號的均衡。本發明的目的是為克服已有技術的不足之處，設計出一種可自適應調整和消除碼間干擾的均衡器，使其能適應光致變色掩膜光盤在工作時光學傳遞函數不斷變化的情況。同時克服了碼間干擾，提高了信噪比。滿足了超分辨掩膜光盤有效讀取的要求。本發明提出的一種用于掩膜光盤讀出信號的自適應限幅均衡器，其特征在于，包括獲取原始HF信號的信號分辨度獲取單元，從信號中獲取特征量的均衡器參數計算單元和對讀出信號的均衡補償的限幅均衡環節單元三個單元，所說的信號分辨度獲取單元與所說的均衡器參數計算單元相連，所說的限幅均衡環節單元與所說的均衡器參數計算單元相連。所說的信號分辨度獲取單元可由一個高通濾波器和兩個鑒幅器構成，其中一個鑒幅器的輸入端連于所說的高通濾波器的輸出端，另一個鑒幅器所輸入端直接獲取原始HF信號，該兩個鑒幅器的輸出端同時與所說的均衡器參數計算單元相連。所說的均衡環節參數計算單元可由數字信號處理器及存儲在其中的預先依據相應算法編制的程序構成。所說的限幅均衡環節單元可由一個限幅器和與其相連的一個5階的偶對稱FIR濾波器組成。所說的限幅均衡環節單元與均衡環節參數計算單元均可由數字信號處理器及存儲在其中的預先依據相應算法編制的程序構成。本發明的自適應限幅均衡器的結構如圖7所示。其中限幅均衡環節單元是此均衡器的核心單元，它完成對讀出信號的均衡補償。而信號分辨率獲取單元Ⅰ和均衡器參數計算單元Ⅱ構成一個前饋通路，用以從信號中獲取特征量并以此來改變限幅器的參數來實現自適應。因此，此系統對于掩膜盤片的讀出信號(HF信號)，可以實時獲取信號分辨度并獲取這種均衡度下需的均衡器參數，進而調整均衡器的參數使獲得理想的均衡效果。下面分別說明各單元的組成及工作原理限幅均衡環節單元本發明采用限幅均衡環節是為了克服碼間干擾。該限幅均衡環節可由一個限幅器和與其相連的一個5階的偶對稱FIR濾波器組成，其結構如圖8所示。其工作原理為該FIR濾波器的系數為(-k,k,l，k,-k)。輸入信號為x(n)，同樣對x(n)進行限幅，限幅的閾值小于或等于3T信號的幅值，而獲取另一序列y(n)。這樣限幅均衡器的輸出信號可以表示為z(n)=x(n)-k[y(n-2)-y(n-1)-y(n+1)+y(n+2)]=x(n)-k{Limit[x(n-2)]-Limit[x(n-1)]-(3)Limit[x(n+1)]+Limit[x(n+2)]}式中x(n)為輸入信號，y(n)為限幅后的輸入信號，z(n)為輸出信號，k為均衡器參數，Limit[x(n)]為x(n)的限幅信號。由于位于“0”電平上點的x(n-2)和x(n-1)以及x(n+1)和x(n+2)處于相同的掃描長度的相同的半周期內，所以有Limit[x(n-2)]=Limit[x(n-1)](4)Limit[x(n+2)]=Limit[x(n+1)]這樣，由于在過“0”點處，(4)式總是滿足，因此不會產生附加的碼間干擾。這種限幅均衡環節單元的工作原理如圖9所示，限幅的幅值為光盤讀出信號中最高頻率分量的幅值。從圖中可以看出，由于對稱的處理，過零點處不會產生碼問干擾。信號分辨度獲取單元和均衡環節參數計算單元如前所述，信號分辨度獲取單元和均衡環節參數計算單元這兩個單元共同構成一個前饋通道，用以改變均衡環節的參數。信號分辨度獲取單元由一個高通濾波器和兩個鑒幅器構成，均衡環節參數計算單元由數字信號處理器(DSP)依據相應算法構成。其工作原理為原始HF信號現經過高通濾波器，高通的截止頻率設在3T與4T之間，這樣可以獲取3T的信號。對這個信號進行鑒幅便可得到3T信號的幅值I3。另一路直接對HF信號進行鑒幅，由于11T信號的幅值是HF信號中所有頻率分量中的最高值。因此，直接對HF信號鑒幅就可獲得11T信號的幅值I11。將兩個幅值信號相除就可以獲得這個信號的分辨度Reso。由分辨度計算出所需的均衡器參數k，進入限幅均衡環節進行均衡，這樣便可實現自適應均衡。對于本發明的限幅均衡器，在3T信號頻率上，均衡器的幅值就是其中5階FIR濾波器的在這一頻率上的幅值。限幅均衡器中的5階FIR的傳遞函數為H(ω)=1+k(e-jω+ejω)-k(e-j2ω+ej2ω)=1+2kcos(ω)-2kcos(2ω)(5)對于11T信號，由于幅值高，周期長，其波峰和波谷時，(4)式也滿足，因此在11T信號的頻率上均衡器的放大倍數恒為1，由此可以求出這種均衡器的均衡度為Me=H(ω3T)H(ω11T)=1+2kcos(ω3T)-2kcos(2ω3T)1=1+2k------(6)]]>可得出限幅均衡器參數k與信號的分辨度Reso之間的關系k=1-Reso2Reso------(7)]]>(7)式便是此均衡器的均衡參數算法。本發明具有如下特點及有益的效果本發明主要是一種適應于掩膜光盤的自適應均衡器，其要點為自適應結構和限幅均衡環節。為了實現自適應，就需要從光盤讀出信號中獲取所需的參量。由于目前光盤采用八-十四調制(EFM)。光盤的讀出信號(一般被稱為HF信號)最高頻率為半周期3T的信號，而最低頻率為半周期為11T的信號。由MTF的低通特性可知，在光盤讀出信號中3T信號的幅值最小而11T信號的幅值最大，而其它頻率分量的幅值都在這兩者之間。所以只要對于3T和11T幅值進行有效均衡，其它幅值也相應滿足。在光盤標準中，HF信號中的3T/11T被稱為信號的分辨度。故可以通過獲取HF信號的分辨度對均衡器參數進行自適應調整，實現自適應均衡。本發明運用變功率刻錄的CD-R光盤模擬出不同分辨度的光盤讀出信號。并用這種自適應限幅均衡器進行均衡實驗。獲取的HF信號具有不同的信號分辨度，并通過(7)式獲取了均衡的參數k，如表1所示表1實驗信號分辨度和均衡器參數<tablesid="table1"num="001"><table>信號編號信號分辨度限幅均衡器參數kA0.80830.1186B0.73780.1777C0.61130.3179</table></tables>對于此三個信號進行均衡實驗。圖10～12為這三個信號均衡結果對比圖，其中圖10(a)、圖11(a)和圖12(a)為這三個具有不同分辨度的原始信號，而圖10(b)、圖11(b)和圖12(b)則是這三個信號通過自適應限幅均衡器后的信號。從實驗結果可見，雖然原始信號的分辨度不同，(其中A信號有較高分辨度，而C信號的分辨度則較低)，但經過自適應均衡器之后，信號的高頻成分都得到適當的放大，使均衡后的信號分辨度在1附近，即信號中不同頻率分量的信號幅值大致相等。因此，這種均衡器對于不同分辨度的光盤讀出信號(HF信號)都能有效的進行均衡，提高信號的信噪比。附圖簡要說明圖1為超分辨掩膜光盤盤片結構示意圖。圖2為掩膜光盤fx方向上的MTF與盤片轉速的關系圖。圖3為掩膜光盤fx方向上的MTF與入射光功率的關系圖。圖4為已有的余弦均衡器示意圖。圖5為余弦均衡器對MTF的均衡示意圖。圖6為余弦均衡器工作原理示意圖。圖7為本發明的自適應限幅均衡器結構示意圖。圖8為本發明的限幅均衡環節的組成框圖。圖9為本發明的限幅均衡環節工作示意圖。圖10為本發明對A信號均衡結果對比信號圖。圖11為本發明對B信號均衡結果對比信號圖。圖12為本發明對C信號均衡結果對比信號圖。圖13為本發明的實施例采用的四階高通巴特沃斯濾波器電路原理圖。圖14為圖13中的四階巴特沃斯高通濾波器的幅頻和相頻圖。圖15模擬高通濾波器實測信號圖16為本發明的實施例采用的鑒幅電路原理圖。本發明用于掩膜光盤讀出信號的自適應限幅均衡器實施例結合附圖詳細說明如下本發明的自適應限幅均衡器的實施例結構是由信號分辨度獲取單元Ⅰ，均衡器參數計算單元Ⅱ和限幅均衡環節單元組成，如圖7所示。其中，本實施例的均衡環節參數計算單元和限幅均衡環節單元都是在信號采樣和數字化后進行，由于算法比較簡明，依據上面給出的公式，在一個數字信號處理器(DSP)中實現。信號分辨度獲取單元為模擬電路，由高通和鑒幅兩個環節組成。本實施例的高通環節選用通用4階巴特沃斯(Butterworth)高通濾波器，截止頻率為700Hz，約為3.1T的信號。具體電路結構和參數如圖13所示，圖中阻容參數為電容值均為200pF，R502=1.05K，R508=1.23K，R503=1.49K，R509=0.869K，其余阻值為10K。此電路的幅頻和相頻特性如圖14所示。圖15為實際HF信號通過這個高通電路的實驗結果，圖中“1”路信號為原始HF信號；“2”路信號為通過高通環節后的HF信號。從中可以看出，高通環節對于頻率小于3T信號的分量有較強的抑制作用，而對3T信號則沒有抑制，從而保證了后續電路正確的檢測出13幅值。經濾波的HF信號和原始的HF信號都經由鑒幅電路獲取3T和11T信號的正負峰值，并由此獲取I3和I11的的值。本實施例的鑒幅電路采用通用的鑒幅電路，由二級管和運算放大器構成的單向峰值檢測和阻容幅值保持電路組成，電路如圖16所示。在獲取I3和I11的正負峰值后，可通過AD采樣獲取相應的數值，經過運算獲取信號的分辨度，并進而有DSP芯片得出自適應均衡器的參數k，實現均衡的自適應。權利要求1.一種用于掩膜光盤讀出信號的自適應限幅均衡器，其特征在于，包括獲取原始HF信號的信號分辨度獲取單元，從信號中獲取特征量的均衡器參數計算單元和對讀出信號的均衡補償的限幅均衡環節單元三個單元，所說的信號分辨度獲取單元與所說的均衡器參數計算單元相連，所說的限幅均衡環節單元與所說的均衡器參數計算單元相連。2.如權利要求1所述的自適應限幅均衡器，其特征在于，所說的信號分辨度獲取單元由一個高通濾波器和兩個鑒幅器構成，其中一個鑒幅器的輸入端連于所說的高通濾波器的輸出端，另一個鑒幅器所輸入端直接獲取原始HF信號，陔兩個鑒幅器的輸出端同時與所說的均衡器參數計算單元相連。3.如權利要求1所述的自適應限幅均衡器，其特征在于，所說的均衡環節參數計算單元由數字信號處理器及存儲在其中的預先依據相應算法編制的程序構成。4.如權利要求1所述的自適應限幅均衡器，其特征在于，所說的限幅均衡環節單元由一個限幅器和與其相連的一個5階的偶對稱FIR濾波器組成。5.如權利要求1所述的自適應限幅均衡器，其特征在于，所說的限幅均衡環節單元與均衡環節參數計算單元均由數字信號處理器及存儲在其中的預先依據相應算法編制的程序構成。全文摘要本發明屬于高密度數字光存儲
技術領域：
,包括獲取原始HF信號的信號分辨度獲取單元,從信號中獲取特征量的均衡器參數計算單元和對讀出信號的均衡補償的限幅均衡環節單元三個單元,它能夠自適應補償由光學傳遞函數變化而引起的不同頻率分量幅值的變化。同時克服了碼間干擾,提高了信噪比。是實現超分辨掩膜光盤有效讀取的關鍵技術。文檔編號H04B3/04GK1289120SQ0012979公開日2001年3月28日申請日期2000年10月13日優先權日2000年10月13日發明者徐端頤,馬立軍,潘龍法申請人:清華大學