一種寬帶碼分多址系統(tǒng)碼跟蹤及解擴(kuò)解擾方法和裝置的制作方法

專利名稱：一種寬帶碼分多址系統(tǒng)碼跟蹤及解擴(kuò)解擾方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通訊領(lǐng)域中寬帶碼分多址(W-CDMA)系統(tǒng)，特別是涉及寬帶碼分多址(W-CDMA)系統(tǒng)中碼跟蹤及解擴(kuò)解擾的方法和裝置。
在碼分多址蜂窩系統(tǒng)中，多個(gè)用戶共用相同的頻帶，占用相同頻帶的調(diào)制信號可以通過具有隨機(jī)特性的高速PN碼波形來進(jìn)行區(qū)分。在發(fā)射端，窄帶數(shù)據(jù)信號用用戶特定的高速PN碼擴(kuò)展其頻譜(即擴(kuò)頻)，得到寬帶調(diào)制信號；而在接收端，接收機(jī)用相同的PN碼與接收信號進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)，從而得到還原的窄帶數(shù)據(jù)信號。調(diào)制的寬帶信號經(jīng)過射頻調(diào)制后發(fā)射到空間，經(jīng)過不同的傳播路徑最終到達(dá)接收端，即所謂的多徑傳輸現(xiàn)象存在。例如，一個(gè)理想脈沖經(jīng)過空間信道，在接收端可收到一系列的脈沖，每個(gè)脈沖都因衰落不同而具有不同的信號強(qiáng)度，所以無線空間信道可看作多徑信道。這種多徑信道具有下面兩個(gè)特性一是多徑傳播造成接收信號在時(shí)間上的擴(kuò)展；二是在不同的多徑時(shí)具有不同衰落。除此以外，各個(gè)多徑到達(dá)接收端的相位也是隨機(jī)的，因而不同相位的多徑信號在接收端疊加在一起，信號的強(qiáng)度會出現(xiàn)快速的起伏，這就是通常所說的多徑衰落現(xiàn)象。而這種衰落現(xiàn)象會大大降低接收機(jī)性能。為對付這種多徑衰落造成的負(fù)面影響，可采用多徑分集接收技術(shù)將這種多徑信號分離后再加以合并，從而減小衰落，提高整個(gè)系統(tǒng)的性能。
在碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中，采用RAKE接收機(jī)實(shí)現(xiàn)多徑分集接收技術(shù)，即使用多個(gè)并行相關(guān)器分別跟蹤不同的多徑，然后將所有解調(diào)(解擴(kuò)解擾)得到的窄帶信號按照一定的規(guī)則加以合并。在RAKE接收機(jī)中，各個(gè)解調(diào)支路與傳播多徑信號的同步以及同步精度是接收機(jī)性能的關(guān)鍵所在。
在傳統(tǒng)的RAKE接收機(jī)中，通常的做法是采用多徑搜索器和跟蹤解調(diào)指峰(finger)在控制單元(通常是微處理器)的控制下，將解調(diào)后的多路信號進(jìn)行時(shí)序?qū)R，然后加權(quán)合并，從而完成多徑分集接收的過程。其中搜索器是對多徑定時(shí)的粗略同步，在得到這種粗略同步后，由控制單元將其中若干較好的(即通常所說的較強(qiáng)徑)多徑定時(shí)分配給解調(diào)單元。每個(gè)解調(diào)單元在解調(diào)信號的同時(shí)，還要對所分配的多徑定時(shí)進(jìn)行精細(xì)調(diào)整。一般而言，搜索器所實(shí)現(xiàn)的粗略同步的精度為PN碼片長度的一半，即(1/2)×chip，再經(jīng)過跟蹤環(huán)路的的精細(xì)調(diào)整，可使定時(shí)精度達(dá)到(1/N)×chip,N一般取值為8或16。跟蹤環(huán)路的另一個(gè)主要的目的是，動態(tài)地調(diào)整時(shí)序以抵銷由于收發(fā)信機(jī)之間的相對移動而造成的多徑定時(shí)漂移。
在解調(diào)單元中，為了達(dá)到PN碼的精確同步，一般采用跟蹤環(huán)路來實(shí)現(xiàn)跟蹤功能。兩種最基本的PN碼跟蹤環(huán)為延遲鎖定環(huán)DLL和抖動環(huán)TDL，其它的還有修改的碼跟蹤環(huán)MCTL、自適應(yīng)的碼跟蹤環(huán)ACTL等等，它們都是遲早門跟蹤環(huán)的變種，都存在相干和非相干兩種方式。相干和非相干的區(qū)別在于能否利用接收信號的相位信息，能利用相位信息的稱為相干方式，不能利用的則為非相干方式。
傳統(tǒng)的延遲鎖定環(huán)DLL采用非相干方式，其結(jié)構(gòu)如

圖1所示，它包括三個(gè)相關(guān)器101、105、108，三個(gè)積分清零器102、106、111，兩個(gè)求平方器103、107，減法器104(早遲路相減)，環(huán)路濾波器113及由環(huán)路誤差信號驅(qū)動的內(nèi)含PN碼發(fā)生器的壓控時(shí)鐘發(fā)生器(VCCG)109,VCCG，門限比較器110以及比較判決模塊112。其具體方法為接收擴(kuò)頻信號r(t)分別進(jìn)入三個(gè)相關(guān)器101、105、108，與壓控時(shí)鐘發(fā)生器(VCCG)109所產(chǎn)生的三路不同相位PN碼相乘，然后分別進(jìn)行各自的積分清零處理得到解擴(kuò)解擾信號。圖1中上面的兩個(gè)支路即早遲兩路所得數(shù)據(jù)信號通過減法器104相減，得到誤差信號，再經(jīng)過環(huán)路濾波器113濾除環(huán)路噪聲，所得濾波誤差信號與門限值比較，超過門限時(shí)則驅(qū)動壓控時(shí)鐘發(fā)生器的時(shí)鐘相位向前或向后擺動，從而使解擴(kuò)解擾定時(shí)跟蹤多徑相關(guān)峰值的擺動。圖1中最下面的支路(108、111、112)為解調(diào)支路，輸入擴(kuò)頻信號r(t)與經(jīng)過定時(shí)調(diào)整的PN碼進(jìn)行相關(guān)，積分清零處理后經(jīng)過判決模塊112進(jìn)行判決，輸出解調(diào)數(shù)據(jù)。這種作法的特點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單，定時(shí)誤差容易提取，但它在快衰落環(huán)境中，移動臺接收信號的能量起伏變化大約80dB，亦即比較門限值是動態(tài)變化的，因此門限設(shè)置較為困難；另外，傳統(tǒng)方法在噪聲干擾嚴(yán)重的環(huán)境中會出現(xiàn)明顯的跟蹤抖動，容易造成頻繁的跟蹤失鎖，從而使跟蹤及解調(diào)性能下降。
在名稱為“COHERENT TRACKING APPARATUS AND METHOD FOR CDMA RECEIVER”專利號為US5,898,665的美國專利中采用了相干DLL方法，在此專利中遲早兩路相關(guān)的結(jié)果直接求差，然后利用信道估計(jì)的相位估計(jì)值補(bǔ)償?shù)羲蟮牡牟钪档男诺老辔辉肼暎倮眠@一誤差信號與門限值進(jìn)行比較，去控制定時(shí)時(shí)鐘的前后擺動，從而實(shí)現(xiàn)跟蹤功能。這種相干DLL的方法由于沒有采用非相干DLL中的平方運(yùn)算，可降低噪聲對跟蹤環(huán)路的影響。但要實(shí)現(xiàn)精確的信道估計(jì)較為困難，尤其在收發(fā)信機(jī)之間的相對運(yùn)動速度較快時(shí)，信道估計(jì)的誤差較大。用誤差較大的相位估計(jì)值補(bǔ)償遲早相關(guān)差值，同樣會影響定時(shí)誤差信號提取的準(zhǔn)確性，從而造成跟蹤性能的下降。另外，在快衰落情況下，此專利的相干DLL與前面的非相干一樣存在門限值難以確定的問題。
本發(fā)明的目的是在寬帶碼分多址(W-CDMA)基帶系統(tǒng)中，預(yù)設(shè)在多徑搜索已經(jīng)完成的前提下，提出一種改進(jìn)的非相干DLL跟蹤方法，同時(shí)給出了以此為基礎(chǔ)的完整的碼跟蹤和解調(diào)裝置，它可在高噪聲環(huán)境和快速移動情況下實(shí)現(xiàn)精確的碼跟蹤，而且所構(gòu)造的解調(diào)指峰硬件資源占用較少，容易實(shí)現(xiàn)與其它模塊的接口。
本發(fā)明提供了一種寬帶碼分多址系統(tǒng)中的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾方法，包括如下步驟1、根據(jù)接收的多徑相位進(jìn)行PN碼相位的粗略滑動，用時(shí)鐘滑動控制及PN碼發(fā)生器209產(chǎn)生本地幀同步；2、進(jìn)行PN碼相位的精細(xì)調(diào)整，用中路的能量濾波結(jié)果對早遲能量差的濾波結(jié)果作歸一化運(yùn)算，其結(jié)果送比較判決及多次確認(rèn)電路211比較；3、將中路積分得到的解調(diào)數(shù)據(jù)輸出。
本發(fā)明提供了一種采用如上方法實(shí)現(xiàn)的寬帶碼分多址系統(tǒng)中的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置，其特征在于包括如下部分降采樣、解擴(kuò)解擾前端處理電路，用于對輸入的高倍速率數(shù)字信號進(jìn)行CHIP降采樣，并將降采樣信號與PN碼進(jìn)行相關(guān)，并對相關(guān)值求積分；環(huán)路濾波及滑動控制門限比較電路，對早、中、遲三路相關(guān)積分值求能量，將中路能量的濾波值對早、遲兩路信號的能量差的濾波值做歸一化，此歸一化值與MPU送來的閥值進(jìn)行比較，以決定CHIP碼片脈沖的滑動或者不滑動；鎖定檢測濾波及鎖定門限比較電路，用解調(diào)支路能量直接濾波，將濾波值與比較電路的門限值進(jìn)行比較，結(jié)果用于業(yè)務(wù)信道或者專用信道數(shù)據(jù)的選通；碼片滑動控制及時(shí)鐘控制電路，用于控制CHIP碼片的粗滑和細(xì)滑以及控制產(chǎn)生系統(tǒng)所有所需的時(shí)鐘信號；解擴(kuò)解擾后數(shù)據(jù)緩存控制電路，緩存多徑解擴(kuò)解擾的數(shù)據(jù)，利用時(shí)隙同步延遲產(chǎn)生DSP中斷，最終達(dá)到多徑對齊。
與傳統(tǒng)的碼跟蹤和解擴(kuò)解擾方法及裝置相比，本發(fā)明將時(shí)鐘和PN碼滑動分為粗略和精細(xì)兩種方式，前者由MPU控制，后者由新的非相干延遲跟蹤鎖定環(huán)路控制，跟蹤速度大大提高；為了避免滑動時(shí)鐘的來回?cái)[動，利用誤差值的符號設(shè)置內(nèi)部狀態(tài)值S的值，當(dāng)S的絕對值超過另一個(gè)確認(rèn)次數(shù)門限M時(shí)，才確認(rèn)本次滑動；設(shè)置了新的解擴(kuò)解擾后數(shù)據(jù)緩存多徑對齊的方法，電路構(gòu)造簡單實(shí)用。以上這些特點(diǎn)使得跟蹤精度可達(dá)(1/N)×CHIP(N=8或16)，跟蹤范圍可達(dá)30-50微秒。
以下將結(jié)合附圖和實(shí)施例對本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)的說明。
圖1為傳統(tǒng)非相干延遲跟蹤鎖定環(huán)路圖2為本發(fā)明所采用的一種新的非相干延遲跟蹤鎖定環(huán)路圖3為本發(fā)明根據(jù)圖2所示的非相干延遲跟蹤鎖定環(huán)路方案，所構(gòu)造的WCDMA系統(tǒng)碼跟蹤、解擴(kuò)解擾裝置系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖；圖4為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖3中降采樣、解擴(kuò)解擾前端處理模塊30的詳細(xì)結(jié)構(gòu)5為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖3中環(huán)路濾波及滑動控制比較模塊的詳細(xì)結(jié)構(gòu)圖40；圖6為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖3中鎖定檢測濾波器及鎖定門限比較模塊50的詳細(xì)結(jié)構(gòu)圖；圖7為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖3中碼片滑動控制模塊及時(shí)鐘控制模塊60的詳細(xì)結(jié)構(gòu)圖；圖8為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖3中解擴(kuò)解擾后數(shù)據(jù)緩存控制模塊70或71的詳細(xì)結(jié)構(gòu)圖；圖9為CHIP級時(shí)鐘和PN碼片滑動示意圖。
本發(fā)明采用改進(jìn)的非相干DLL方法進(jìn)行跟蹤，其結(jié)構(gòu)如圖2所示，主要改進(jìn)是跟蹤支路的方法利用早遲兩路通過減法器204求能量差，然后送環(huán)路濾波器214，同時(shí)對中路積分值210通過求平方器212平方獲得能量，通過濾波并將濾波值作歸一化213，其結(jié)果送比較判決及多次確認(rèn)電路211。
這樣，就不再使用圖1中的壓控時(shí)鐘發(fā)生器(VCCG)109，而采用以時(shí)鐘恢復(fù)電路產(chǎn)生本地幀同步，以此為PN碼啟動信號，利用微處理器(MPU)配置PN碼發(fā)生器參數(shù)，時(shí)鐘滑動控制及PN碼發(fā)生器209產(chǎn)生PN碼和接收信號r(t)求相關(guān)、然后積分，再求平方，再由比較電路211的結(jié)果控制所需的時(shí)鐘滑動及PN碼發(fā)生器209，其中時(shí)鐘及PN碼相位滑動部分是影響跟蹤速度和精度的關(guān)鍵。
本發(fā)明的具體方法可以分為以下步驟1、根據(jù)接收的多徑相位進(jìn)行PN碼相位的粗略滑動整個(gè)跟蹤環(huán)路首先接收來自搜索器的某個(gè)多徑相位，然后根據(jù)搜到的多徑和相位配置在圖2中的時(shí)鐘滑動控制及PN碼發(fā)生器209作用下調(diào)整PN碼的時(shí)鐘，使其向前或向后滑動若干個(gè)相位，直到與所分配的多徑相位一致為止，此處滑動的相位一般以(1/2)×chip為單位。
2、進(jìn)行PN碼相位的精細(xì)調(diào)整1)早，中和遲三路定時(shí)差分別為-Δ,0,Δ的復(fù)數(shù)(即I,Q兩路)采樣數(shù)據(jù)通過相關(guān)器201、208、205分別與同相的PN碼進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算；然后通過積分清零器202、210、206進(jìn)行符號(SYMBOL)級積分，通過求平方器203、212、207對每一支路求能量；2)將早和遲兩路能量通過減法器204作差，對此差值通過環(huán)路濾波器214進(jìn)行濾波；同時(shí)對中路的能量也通過濾波器215進(jìn)行濾波；用中路的能量濾波結(jié)果對早遲能量差的濾波結(jié)果通過歸一化電路213作歸一化運(yùn)算，得到定時(shí)誤差信號，此信號可為正數(shù)也可能是負(fù)數(shù)；3)將定時(shí)誤差信號與設(shè)定的門限值在比較判決及多次確認(rèn)電路211中進(jìn)行比較，比較的結(jié)果控制所需的時(shí)鐘滑動控制及PN碼發(fā)生器209:a、當(dāng)大于或等于門限時(shí)，根據(jù)誤差值的符號將設(shè)置內(nèi)部狀態(tài)值S的值當(dāng)誤差值為正時(shí)，S值加1，為負(fù)時(shí)減1；當(dāng)S的絕對值超過另一個(gè)確認(rèn)次數(shù)門限M時(shí)，如果S值為正，則控制PN碼定時(shí)進(jìn)行慢滑(PN碼延遲)1/N個(gè)碼片；S為負(fù)時(shí)，控制PN碼定時(shí)進(jìn)行快滑1/N(PN碼加快)個(gè)碼片，從而實(shí)現(xiàn)了1/N碼片的定時(shí)相位的精確調(diào)整。b、當(dāng)誤差信號小于門限時(shí)，則內(nèi)部狀態(tài)不變，亦不進(jìn)行定時(shí)的調(diào)整。
3、在跟蹤所需時(shí)鐘及PN碼相位滑動完成之后，將早遲中三路之中路積分得到解調(diào)數(shù)據(jù)輸出，這正是解擴(kuò)解擾得到的數(shù)據(jù)內(nèi)容。
基于以上方法，本發(fā)明還提出了跟蹤環(huán)路及其解調(diào)單元的完整的硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。本發(fā)明的裝置作為RAEK接收機(jī)中的解調(diào)finger，可將高速的采樣數(shù)據(jù)解調(diào)后生成低速的信道承載調(diào)制數(shù)據(jù)，同時(shí)構(gòu)造了它與搜索器以及在finger之后對解調(diào)數(shù)據(jù)進(jìn)行的信道估計(jì)和補(bǔ)償合并器之間的接口，這樣可將RAKE接收機(jī)中處理高速數(shù)據(jù)和低速數(shù)據(jù)按功能分割開，在實(shí)際應(yīng)用中可根據(jù)實(shí)際的硬件資源靈活配置解調(diào)finger的個(gè)數(shù)，每個(gè)按照本專利構(gòu)造的解調(diào)finger可容易與其它功能模塊一同構(gòu)造完整的RAKE接收機(jī)。
本發(fā)明采用大規(guī)模FPGA設(shè)計(jì)(當(dāng)然也可采用ASIC)實(shí)現(xiàn)，構(gòu)成RAKE接收機(jī)的一個(gè)徑，每個(gè)徑的設(shè)計(jì)都采用了新的非相干延遲跟蹤鎖定環(huán)路和新的解擴(kuò)解擾后數(shù)據(jù)緩存的方案，多徑(即多個(gè)指峰FINGER)的構(gòu)成與此相同。如圖3所示，在圖3中，3A表示粗略滑動命令及相位值；3B表示控制時(shí)鐘精細(xì)滑動；3C表示導(dǎo)頻信道解擴(kuò)解擾數(shù)據(jù)；3D表示跟蹤支路；3E表示解調(diào)支路。本發(fā)明由以下部分組成1、降采樣、解擴(kuò)解擾前端處理模塊30如圖4所示，主要包括對AD變換后輸入的I、Q兩路高倍速率數(shù)字信號進(jìn)行CHIP級的降采樣，降采樣信號和PN碼發(fā)生器輸出的PN碼進(jìn)行相關(guān)，并在一個(gè)碼符號內(nèi)對相關(guān)值求積分，碼符號的CHIP個(gè)數(shù)由擴(kuò)頻因子SF決定。
降采樣分為早、中、遲三路，三路間隔為若干延遲，以此相對應(yīng)存在早、中、遲三路相關(guān)積分值，稱為跟蹤支路。另有一解調(diào)支路。這樣，就存在兩路PN碼發(fā)生器305、308，早、中、遲、解調(diào)支路四路相關(guān)器304、309、312、315，八路積分器302、303、310、311、313、314、316、317。A/D采樣器來的I、Q兩路高倍CHIP數(shù)字信號，經(jīng)過降采樣電路307CHIP級降采樣，分別與PN碼發(fā)生器1305(早中遲三路或叫做跟蹤支路)、PN碼發(fā)生器2 308(解調(diào)支路)通過四路相關(guān)器304、309、312、315信號相關(guān)，對每一路相關(guān)所得實(shí)部(R)、虛部(I)按擴(kuò)頻因子SF規(guī)定的符號(CHIP數(shù)目)積分清零，積分值(RR和II)送濾波器模塊求能量(RR2+II2)。上文描述的是一個(gè)徑、兩個(gè)信道的情況，多信道傳輸與此類同。PN碼發(fā)生器的有關(guān)參數(shù)擾碼(GOLD碼)、擴(kuò)頻碼(0VSF碼)、擴(kuò)頻因子(SF)由微處理器MPU及接口電路10配置。碼片滑動控制及時(shí)鐘控制電路60負(fù)責(zé)提供各個(gè)部分所需的幀同步信號、CHIP級時(shí)鐘、高倍CHIP時(shí)鐘、符號(SYMBOL)時(shí)鐘，圖4中的虛線即為時(shí)鐘控制。為節(jié)省FPGA資源，簡化電路實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的度，積分值在求能量和送入濾波器進(jìn)行濾波時(shí)，都作了截短處理。
由A/D采樣器所產(chǎn)生的I、Q兩路基帶采樣信號，首先進(jìn)入降采樣電路307，選擇器按CHIP級時(shí)鐘將基帶信號降采樣，設(shè)置此采樣選擇器的目的是PN碼相位同步調(diào)整，使本地產(chǎn)生的PN碼相位與輸入信號中的多徑PN碼相位同步。采樣選擇器產(chǎn)生三路復(fù)數(shù)采樣早支路，遲支路，中間支路分別進(jìn)入早相關(guān)器304、遲相關(guān)器312和中間支路相關(guān)器309，此三路復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)分別在三個(gè)相關(guān)器中進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，然后求積分，運(yùn)算結(jié)果數(shù)據(jù)速率降為符號(SYMBOL)級，三個(gè)相關(guān)器除需要解擴(kuò)解擾用的由PN碼發(fā)生器1 305產(chǎn)生的PN碼(1×CHIP時(shí)鐘)之外還需要符號(SYMBOL)時(shí)鐘。解調(diào)支路處理與此類同。
圖4中，相關(guān)器304、309、312、315的運(yùn)算公式如下所示，輸入信號(I、Q)與輸入的來自PN碼發(fā)生器碼(PN_I、PN_Q)進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法，所得結(jié)果進(jìn)入積分(清零)器302、303、310、311、313、314、316、317進(jìn)行累加，累加長度為一個(gè)解調(diào)符號的長度。積分器的清零輸入為符號時(shí)鐘REAL=I×PN_I+Q×PN_QIMAG=Q×PN_I-I×PN_Q2、環(huán)路濾波及滑動控制比較電路40如圖5所示，MPU及接口電路10通過濾波器系數(shù)鎖存器402提供一階數(shù)字濾波器403、410的系數(shù)。先來自降采樣、解擴(kuò)解擾前端處理電路30的早、遲、中三路相關(guān)積分值通過3路求平方和電路406、407、408求能量(RR2+II2)。早遲兩路信號能量通過減法器409，此差值經(jīng)過一階數(shù)字濾波器403濾波，上述濾波結(jié)果送歸一化電路401，在歸一化電路中上述差值對中路能量408通過一階數(shù)字濾波器410的濾波值輸出求商(歸一化)。進(jìn)入歸一化電路401的中路數(shù)據(jù)來自導(dǎo)頻信道，其積分值可用于解調(diào)導(dǎo)頻信息。此歸一化值送入比較電路405，比較電路405中預(yù)置門限值，此值可由MPU及接口電路10通過比較門限電路404寫入。歸一化電路401輸出值與此門限值比較，比較的結(jié)果當(dāng)誤差信號值大于門限值時(shí)則給出時(shí)鐘和PN碼片滑動調(diào)整信號，而調(diào)整的方向則由早遲兩路能量差值的正負(fù)來決定。
考慮到FPGA中除法運(yùn)算硬件資源消耗較大，歸一化電路中可以采用被除數(shù)乘系數(shù)逐次與除數(shù)比較最后確定近似商的方法。如上文所述，CHIP級時(shí)鐘滑動分為兩種粗滑和細(xì)滑調(diào)整，這種方案應(yīng)用于對CHIP級時(shí)鐘進(jìn)行自動精細(xì)滑動調(diào)整(即細(xì)滑)的情形，在圖9中給出了CHIP級時(shí)鐘滑動的例子。
跟蹤是一個(gè)漸進(jìn)的動態(tài)過程，為避免在某一位置上前后時(shí)鐘頻繁來回調(diào)整(擺動)，從而影響解調(diào)的結(jié)果(主要是誤碼率)，可設(shè)置一個(gè)狀態(tài)計(jì)數(shù)器SCOUNTER，當(dāng)誤差信號值大于門限值時(shí)SCOUNTER加1或減1，而加1或減1則由早遲兩路能量差值的正負(fù)來決定，待SCOUNTER的絕對值累積達(dá)到某一定值(一般為3-5)時(shí)，才進(jìn)行一次PN碼快速前后滑動。雖然這種做法，使跟蹤速度有所降低，但從跟蹤和解調(diào)的整個(gè)性能來看還是值得的。
3、鎖定檢測濾波器及鎖定門限比較電路50見圖6所示，鎖定檢測濾波器及鎖定門限比較電路50設(shè)計(jì)與環(huán)路濾波及滑動控制比較電路40設(shè)計(jì)相同，但無歸一化過程。解調(diào)支路能量501(相關(guān)積分值求平方和)通過一階數(shù)字濾波器(鎖定檢測濾波器)505直接參與濾波，濾波后的電平值送比較電路504。由MPU及接口電路10在濾波器系數(shù)鎖存器502中設(shè)置濾波器系數(shù)，并通過MPU設(shè)置鎖定上下門限電路503來設(shè)定比較電路上下門限值，鎖定檢測濾波器505的輸出值與二者分別進(jìn)行比較，結(jié)果控制解調(diào)支路開門信號5A用于業(yè)務(wù)信道或?qū)Ｓ眯诺罃?shù)據(jù)的選通。
在PN碼跟蹤完成之后，只有能量大于上門限值，解擴(kuò)解擾電路才會進(jìn)入“入鎖”狀態(tài)，解調(diào)的數(shù)據(jù)才是有效的(選通)；在這之后，如果低于下門限才認(rèn)為“失鎖”，解調(diào)的數(shù)據(jù)無效(禁止)，否則狀態(tài)維持不變。
4、碼片滑動控制及時(shí)鐘控制模塊60滑動分為兩類粗略滑動(例如1/2×CHIP前后滑動)和精細(xì)滑動(例如1/8×CHIP前后滑動)。前者無需經(jīng)過相關(guān)、積分、濾波、比較等過程，由微處理器MPU直接控制完成；后者則相反，且滑動過程不受MPU控制而自動調(diào)整，但MPU可以屏蔽它。粗略滑動的優(yōu)先級高于精細(xì)滑動，粗略滑動僅僅是在碼跟蹤初期或失鎖處理時(shí)需要完成的動作?；瑒拥奈恢?，表明了當(dāng)前碼片相位，由一寬度為若干位的當(dāng)前碼片相位寄存器601保存，MPU可以通過讀取該寄存器的值，精確地知道目前CHIP級碼片相對于原始值(搜索窗口的起始位置)滑動了多少細(xì)滑單位值。
在本發(fā)明的寬帶碼分多址(W-CDMA)系統(tǒng)中碼跟蹤系統(tǒng)中，利用小區(qū)搜索得到的幀同步信號，經(jīng)過前級時(shí)鐘恢復(fù)電路(非本文涉及)得到本裝置的時(shí)鐘信號，本發(fā)明的時(shí)鐘控制與再生電路608，利用其中的高倍CHIP時(shí)鐘(如8×CHIP)產(chǎn)生所需的所有時(shí)鐘信號(包括CHIP級時(shí)鐘，及由擴(kuò)頻因子所決定的符號時(shí)鐘)，CHIP級時(shí)鐘是上述滑動技術(shù)的工作點(diǎn)。本發(fā)明需要根據(jù)上述步驟1、2、3對高倍CHIP級時(shí)鐘計(jì)數(shù)，以此為基準(zhǔn)來控制CHIP級時(shí)鐘的脈寬(PN碼加快或延遲，在607中進(jìn)行)，并根據(jù)滑動寄存器的當(dāng)前值對時(shí)鐘恢復(fù)電路來的幀同步進(jìn)行延遲，從而得到本發(fā)明所涉及系統(tǒng)的CHIP級時(shí)鐘(滑動后)、符號級時(shí)鐘、幀同步信號，同時(shí)為多徑解擴(kuò)解擾數(shù)據(jù)緩存和多徑對齊提供“時(shí)隙”同步時(shí)鐘。
CHIP碼片粗略滑動相位由MPU及接口電路10寫入滑動位置寄存器602中，MPU及接口電路10能夠讀當(dāng)前碼片相位寄存器601，兩者之差為滑動絕對量，符號決定方向若為正，表明當(dāng)前碼片相位相對位置應(yīng)向后(后滑即PN碼延遲)；若為負(fù)，表明當(dāng)前碼片相位相對位置應(yīng)向前(前滑即PN碼加快)；若為零，則CHIP級時(shí)鐘脈寬保持不變。絕對量輸入CHIP時(shí)鐘電路607，對輸入的高倍CHIP時(shí)鐘插入脈寬或延遲，并通過時(shí)鐘控制電路608產(chǎn)生滑動后的CHIP級時(shí)鐘、SYMBOL級時(shí)鐘及新的幀同步輸出。同時(shí)由于滑動位置寄存器602是以(1/2)×CHIP為單位，而當(dāng)前碼片相位寄存器是以(1/N)×CHIP為單位(一般N為2的低次冪)，所以二者在求差(603)以后，需要兩級計(jì)數(shù)器(604,605)寄存，計(jì)數(shù)器1(604)代表粗略滑動值，計(jì)數(shù)器2(605)代表由第一級換算過來的精細(xì)滑動值。
在圖7中，6A代表高倍CHIP時(shí)鐘、幀同步輸入；6B代表滑動后的CHIP級時(shí)鐘、SYMBOL級時(shí)鐘、新的幀同步輸出。
為了更好地理解本發(fā)明滑動的概念，在圖8中給出了粗滑(以1/2×CHIP為例)、細(xì)滑(以1/8×CHIP為例)碼片滑動的例子。環(huán)路濾波器模塊40中的比較電路405控制精細(xì)滑動，根據(jù)時(shí)鐘與PN碼片的前后精細(xì)滑動，計(jì)數(shù)器2 605在606中加1或減去1，將新值送入當(dāng)前碼片相位寄存器601中，其值就是以碼片細(xì)滑一次長度為單位的滑動(PN碼延遲)總長度，MPU就可以由此得知當(dāng)前新的PN碼的絕對相位值。由于CHIP級碼片可以以細(xì)滑單位長度前后滑動，以CHIP為計(jì)數(shù)單位的符號時(shí)鐘(SYMBOL)及以細(xì)滑長度為單位的幀同步相位都會有所改變，其中幀同步會相應(yīng)的延遲滑動位置寄存器內(nèi)容所規(guī)定的長度。
之所以分為CHIP碼片精細(xì)滑動和粗略滑動，是因?yàn)楫?dāng)本解調(diào)指峰鎖定的多徑因某中原因消失后，MPU會給此解擴(kuò)解擾指峰分配新的多徑相位，新的多徑相位值與當(dāng)前相位值之間會有一定差值，此時(shí)MPU配置碼片滑動定時(shí)模塊進(jìn)行快速擺動(粗略滑動)，使CHIP級時(shí)鐘進(jìn)行相位的連續(xù)滑動(PN碼快速跟蹤)，直到滑到新的相位為止，在此期間解擴(kuò)解擾工作將停止，等待重新鎖定到新的多徑相位時(shí)再進(jìn)行解擴(kuò)解擾及跟蹤運(yùn)算，這樣，跟蹤的速度就會大大提高，從而彌補(bǔ)了單純只有精細(xì)滑動所帶來的初始階段跟蹤速度較慢的不足?；瑒訒r(shí)鐘控制與再生電路608將產(chǎn)生經(jīng)過相位調(diào)整的碼片(CHIP級)時(shí)鐘，而符號(SYMBOL)時(shí)鐘則從屬于碼片(CHIP級)時(shí)鐘，這是因?yàn)橹挥袑⒋a片(CHIP級)時(shí)鐘按發(fā)射機(jī)所用擴(kuò)頻因子進(jìn)行計(jì)數(shù)，才能得到相應(yīng)的符號(SYMBOL)時(shí)鐘。
值得一提的是，當(dāng)解調(diào)指峰跟蹤的多徑相位由于移動臺一基站的相對運(yùn)動而發(fā)生小的漂移時(shí)，跟蹤環(huán)路會自動調(diào)整本地PN碼的相位使其緊跟接收信號PN碼的擺動，所以，由環(huán)路濾波控制的精細(xì)滑動，其滑動的單位長度大小不僅是跟蹤本身的需要，而且是滿足跟蹤精度所要求的，在本發(fā)明中，跟蹤的精度可達(dá)到(1/N)×CHIP或更高(N為16或更高)，從而滿足寬帶碼分多址(W-CDMA)系統(tǒng)的要求。
5、多徑解擴(kuò)解擾后數(shù)據(jù)緩存控制電路70、71見圖8，本發(fā)明以一種新的裝置來實(shí)現(xiàn)多徑對齊、緩存跟蹤解擴(kuò)解擾后的數(shù)據(jù)，即采用雙口RAM交替緩存解擴(kuò)解擾數(shù)據(jù)，利用時(shí)隙同步延遲產(chǎn)生DSP中斷，最終達(dá)到多徑對齊，實(shí)現(xiàn)寬帶碼分多址(W-CDMA)系統(tǒng)中碼跟蹤、解擴(kuò)解擾的目標(biāo)。
多徑(FINGERS)產(chǎn)生延遲的范圍是0∽幾十us，最大對應(yīng)于幾百碼片(一個(gè)碼片的寬度約為260ns)，將多徑搜索得到的主徑時(shí)隙同步延遲一定寬度，作為解擴(kuò)解擾多徑對齊信號，這個(gè)延遲寬度遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過多徑引起的碼符號相位差的最大值，故是可行的。同時(shí)由于雙口RAM的緩存作用，系統(tǒng)解擴(kuò)解擾數(shù)據(jù)時(shí)，不會損失任何信息。
在本發(fā)明中，數(shù)字信號處理器DSP對所有雙口RAM統(tǒng)一編址，另外用一信號FINGER_CS對每徑進(jìn)行選通，各個(gè)徑(FPGA)的INT信號都由主徑時(shí)隙同步的延遲信號產(chǎn)生，同時(shí)接到DSP的中斷上，且由于DSP每次讀的都是上一個(gè)時(shí)隙的內(nèi)容，在本時(shí)隙一并讀走，實(shí)現(xiàn)了多徑對齊的效果。如果是多徑多碼傳輸?shù)那闆r，對上述的電路只需進(jìn)行平行擴(kuò)張，硬件電路的復(fù)雜度并無質(zhì)的變化。
圖8就是多徑對齊和解擴(kuò)解擾后數(shù)據(jù)緩存控制電路，將多徑解擴(kuò)解擾的數(shù)據(jù)放在雙口RAM703、704中，雙口RAM的大小設(shè)為LENTH個(gè)字，因?yàn)橐粋€(gè)時(shí)隙的符號(SYMBOL)數(shù)目由擴(kuò)頻因子SF決定，所以LENTH的長度隨SF大小和解擴(kuò)解擾的信道種類有所變化。每徑為每個(gè)信道設(shè)置一對雙口RAM，存儲一個(gè)信道的解擴(kuò)解擾后的數(shù)據(jù)。具體操作時(shí)，相鄰兩個(gè)時(shí)隙的數(shù)據(jù)交替存放，每時(shí)隙向DSP發(fā)一次中斷INT，由DSP將該信道解擴(kuò)解擾后的數(shù)據(jù)讀走。
如圖8所示，在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，使用組合邏輯701將解擴(kuò)解擾來的符號數(shù)據(jù)(SYMBOL)存入雙口RAM703、704中，片選門電路702和非門705、706在時(shí)隙同步信號SLOT_SYN作用下，負(fù)責(zé)兩塊雙口RAM的讀寫倒換，在某一時(shí)刻，本裝置電路寫一片雙口RAM703，DSP讀另一片雙口RAM704；下一時(shí)隙寫一片雙口RAM704，DSP讀另一片雙口RAM703。
以上介紹了本發(fā)明實(shí)施方法和裝置實(shí)現(xiàn)步驟，為了更好的理解本發(fā)明的內(nèi)容，在本文的最后，圖9給出了MPU控制下的1×CHIP碼片前后單位長度為(1/2)×CHIP的碼片連續(xù)滑動的例子；自動控制1×CHIP碼片時(shí)鐘進(jìn)行前后單位長度為(1/8)×CHIP，即N=8的時(shí)鐘碼片滑動的例子。如圖9所示，9A表示后滑4個(gè)1/2×CHIP；9B表示前滑3個(gè)1/2×CHIP；9C表示后滑一個(gè)1/8×CHIP，寬度較正常脈沖寬1/8×CHIP；9D表示前滑一個(gè)1/8×CHIP，寬度較正常脈沖窄1/8×CHIP。
權(quán)利要求
1.一種寬帶碼分多址系統(tǒng)碼跟蹤及解擴(kuò)解擾方法，包括如下步驟1)根據(jù)接收的多徑相位進(jìn)行PN碼相位的粗略滑動，用時(shí)鐘滑動控制及PN碼發(fā)生器(209)產(chǎn)生本地幀同步；2)進(jìn)行PN碼相位的精細(xì)調(diào)整，用中路的能量濾波結(jié)果對早遲能量差的濾波結(jié)果作歸一化運(yùn)算，其結(jié)果送比較判決及多次確認(rèn)電路(211)比較；3)將中路積分得到的解調(diào)數(shù)據(jù)輸出。
2.如權(quán)利要求1所屬的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾方法，其特征在于所述的步驟2)PN碼的精細(xì)調(diào)整包括以下步驟1)早，中和遲三路采樣數(shù)據(jù)通過相關(guān)器(201)、(208)、(205)分別與同相的PN碼進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，然后通過積分清零器(202)、(210)、(206)進(jìn)行符號級積分，通過求平方器(203)、(212)、(207)對每一支路求能量；2)將早和遲兩路能量通過減法器(204)作差，對此差值通過環(huán)路濾波器(214)進(jìn)行濾波，同時(shí)對中路的能量也通過濾波器(215)進(jìn)行濾波，用中路的能量濾波結(jié)果對早遲能量差的濾波結(jié)果通過歸一化電路(213)作歸一化運(yùn)算，得到定時(shí)誤差信號；3)將定時(shí)誤差信號與設(shè)定的門限值在比較判決及多次確認(rèn)電路(211)中進(jìn)行比較，比較的結(jié)果控制所需的時(shí)鐘滑動控制及PN碼發(fā)生器(209)。
3.一種采用如權(quán)利要求1所述的方法實(shí)現(xiàn)的寬帶碼分多址系統(tǒng)碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置，其特征在于包括如下部分降采樣、解擴(kuò)解擾前端處理電路(30)，用于對輸入的高倍速率數(shù)字信號進(jìn)行CHIP降采樣，并將降采樣信號與PN碼進(jìn)行相關(guān)，并對相關(guān)值求積分；環(huán)路濾波及滑動控制門限比較電路(40)，對早、中、遲三路相關(guān)積分值求能量，將中路能量的濾波值對早、遲兩路信號的能量差的濾波值做歸一化，此歸一化值與MPU送來的閥值進(jìn)行比較，以決定CHIP碼片脈沖的滑動或者不滑動；鎖定檢測濾波及鎖定門限比較電路(50)，用解調(diào)支路能量直接濾波，將濾波值與比較電路的門限值進(jìn)行比較，結(jié)果用于業(yè)務(wù)信道或者專用信道數(shù)據(jù)的選通；碼片滑動控制及時(shí)鐘控制電路(60)，用于控制CHIP碼片的粗滑和細(xì)滑以及控制產(chǎn)生系統(tǒng)所有所需的時(shí)鐘信號；解擴(kuò)解擾后數(shù)據(jù)緩存控制電路(70)、(71)，緩存多徑解擴(kuò)解擾的數(shù)據(jù)，利用時(shí)隙同步延遲產(chǎn)生DSP中斷，最終達(dá)到多徑對齊。
4.如權(quán)利要求3所述的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置，其特征在于所述的降采樣、解擴(kuò)解擾前端處理電路(30)包括兩路PN碼發(fā)生器(305)、(308)，早、中、遲、解調(diào)支路四路相關(guān)器(304)、(309)、(312)、(315)，八路積分器(302)、(303)、(310)、(311)、(313)、(314)、(316)、(317)，A/D采樣器來的I、Q兩路高倍CHIP數(shù)字信號，經(jīng)過降采樣電路(307)CHIP級降采樣，分別與PN碼發(fā)生器1(305)(早中遲三路或叫做跟蹤支路)、PN碼發(fā)生器2(308)(解調(diào)支路)通過四路相關(guān)器信號相關(guān)，對每一路相關(guān)所得實(shí)部、虛部按擴(kuò)頻因子SF規(guī)定的符號積分清零，積分值送濾波器模塊求能量。
5.如權(quán)利要求4所述的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置，其特征在于所述的相關(guān)器(304)、(309)、(312)、(315)的運(yùn)算公式如下所示REAL=I×PN_I+Q×pN_QIMAG=Q×pN_I-I×pN_Q
6.如權(quán)利要求3所述的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置，其特征在于所述的環(huán)路濾波及滑動控制門限比較電路(40)中MPU及接口電路(10)通過濾波器系數(shù)鎖存器(402)提供一階數(shù)字濾波器(403)、(410)的系數(shù)，來自降采樣、解擴(kuò)解擾前端處理電路(30)的早、遲、中三路相關(guān)積分值通過3路求平方和電路(406)、(407)、(408)求能量，早遲兩路信號能量通過減法器(409)，此差值經(jīng)過一階數(shù)字濾波器(403)濾波，上述濾波結(jié)果送歸一化電路(401)，在歸一化電路中上述差值對中路能量(408)通過一階數(shù)字濾波器(410)的濾波值輸出求商并將歸一化值送入比較電路(405)，與比較電路(405)中預(yù)置門限值比較，當(dāng)誤差信號值大于門限值時(shí)則給出時(shí)鐘和PN碼片滑動調(diào)整信號。
7.如權(quán)利要求3所述的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置，其特征在于所述的鎖定檢測濾波及鎖定門限比較電路(50)中的解調(diào)支路能量(501)通過一階數(shù)字濾波器(505)直接參與濾波，濾波后的電平值送比較電路(504)，由MPU及接口電路(10)在濾波器系數(shù)鎖存器(502)中設(shè)置濾波器系數(shù)，并通過MPU設(shè)置鎖定上下門限電路(503)來設(shè)定比較電路上下門限值，鎖定檢測濾波器(505)的輸出值與二者分別進(jìn)行比較，結(jié)果控制解調(diào)支路開門信號5A用于業(yè)務(wù)信道或?qū)Ｓ眯诺罃?shù)據(jù)的選通。
8.如權(quán)利要求3所述的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置，其特征在于所述的碼片滑動控制及時(shí)鐘控制電路(60)中，MPU及接口電路(10)將CHIP碼片粗略滑動相位寫入滑動位置寄存器(602)中，MPU及接口電路(10)能夠讀當(dāng)前碼片相位寄存器(601)，兩者之差為滑動絕對量，絕對量輸入CHIP時(shí)鐘電路(607)，對輸入的高倍CHIP時(shí)鐘插入脈寬或延遲，并通過時(shí)鐘控制電路(608)產(chǎn)生滑動后的CHIP級時(shí)鐘、SYMBOL級時(shí)鐘及新的幀同步輸出。
9.如權(quán)利要求3所述的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置，其特征在于所述的解擴(kuò)解擾后數(shù)據(jù)緩存控制電路(70)、(71)中，使用組合邏輯(701)將解擴(kuò)解擾來的符號數(shù)據(jù)(SYMBOL)存入雙口RAM(703)、(704)中，片選門電路(702)和非門(705)、(706)在時(shí)隙同步信號SLOT SYN作用下，負(fù)責(zé)兩塊雙口RAM的讀寫倒換。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種寬帶碼分多址系統(tǒng)中的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾方法,根據(jù)接收的多徑相位進(jìn)行PN碼相位的粗略滑動,用時(shí)鐘滑動控制及PN碼發(fā)生器209產(chǎn)生本地幀同步;用中路的能量濾波結(jié)果對早遲能量差的濾波結(jié)果作歸一化運(yùn)算,其結(jié)果送比較判決及多次確認(rèn)電路211比較,進(jìn)行PN碼相位的精細(xì)調(diào)整,最后將中路積分得到的解調(diào)數(shù)據(jù)輸出。本發(fā)明提供了一種采用如上方法實(shí)現(xiàn)的寬帶碼分多址系統(tǒng)中的碼跟蹤及解擴(kuò)解擾裝置。
文檔編號H04L7/00GK1322073SQ0011952
公開日2001年11月14日 申請日期2000年7月26日 優(yōu)先權(quán)日2000年7月26日
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