專利名稱：寬帶碼分多址系統中的自動頻率控制方法及裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及寬帶碼分多址系統(WCDMA)，更具體地涉及頻分雙工(FDD)模式下寬帶碼分多址系統接收終端的自動頻率控制(AFC)方法和裝置。
在一般的無線通信系統中，接收機都要包含AFC模塊。這是因為在發射機中信號調制用的本振頻率與接收機中信號混頻用的本振頻率不一致(我們稱之為固定頻偏)，混頻后基帶信號會殘留有固定頻偏的頻率分量；同時，由于移動造成的多普勒頻偏也會通過混頻和濾波保留在基帶信號中。我們將上述兩種頻率合稱為頻偏。它對基帶信號處理的影響有一個量變到質變的過程如果頻偏很小，它對信號處理結果的影響也很小；如果頻偏越大，其影響也越大；當頻偏超過某一值時，信號會出現相位混疊，而直接導致無法正確判別數據內容。因此，在通信系統中，一般都有AFC裝置來校正頻偏，使發射機和接收機在不同的情況下都能保持一定精度的同步。
在美國專利US 5,828,710，“AFC FREQUENCY SYNCHRONIZATION NETWORK”中，提出了一種適用于Eureka-147數字音頻廣播系統(DAB)的AFC校正方法，它先將信號數字化，然后用快速傅立葉變換(FFT)將信號變換到頻域，根據頻率能量的統計變化趨勢來決定頻率偏移的方向(正或負)，并按照方向步進調整壓控振蕩器(VCO)，每一次調整的步進是上一次的1/2。每調整一次，都要重新根據頻率能量的統計變化估計一次頻偏方向。如此反復，直到步進小于某一設定值，此時認為頻偏已基本補償。可以看出，這種方法要求每調整一次，得到的頻率能量前后差值應超過多普勒衰落和噪聲聯合作用對頻率能量的影響，否則就不能根據頻率能量的變化來決定頻偏方向。
但在WCDMA系統中，這種方法就不適用了。因為上述的數字音頻廣播DAB系統是一個調頻系統，其載波為100MHz的數量級，而WCDMA系統的載波為2GHz，因此在相同地面環境及接收端移動速度的情況下，WCDMA系統的信號衰落比DAB系統的信號衰落大得多且快得多。因此，在WCDMA系統中，統計的頻率能量變化方向不能代表頻偏的方向。
本發明的目的就是提出一種適用于WCDMA系統移動終端的AFC方法及裝置，以便進行有效的自動頻率控制，保證發射機和接收機在一定精度下的同步。
本發明提供了一種寬帶碼分多址系統中的自動頻率控制方法，包括如下步驟1)小區搜索，以得到時隙同步、幀同步以及主擾碼號；2)解擾解擴，利用通過步驟1)所獲得的信息，對公共導頻信道(CPICH)進行解擾解擴，得到公共導頻符號；3)通過快速傅立葉變換將信號變換到頻域，經過能量分析提取出頻偏信息；實現上述自動頻率控制方法的自動頻率控制裝置，包括小區搜索模塊，用來對接收信號中的主同步信道、輔同步信道和主公共控制信道處理后得到信號的時隙同步、幀同步和主擾碼號；其特征在于它還包括PN碼發生器模塊，利用小區搜索模塊生成的主擾碼號產生相應的PN碼，在時隙同步信號和幀同步信號的控制下，對CPICH信道進行相關解擾解擴；相關器，輸出CPICH的符號，每一個符號都含有頻偏信息；FFT模塊，將相關器輸出的離散的CPICH符號快速傅立葉變換，得到CPICH的頻域信號；頻率能量比較模塊，對所得的頻域信號分段比較，得到每一段中的峰值頻率，并通過分析峰值頻率的相對位置獲得頻偏信息。
與其他頻偏估計的方法相比，本發明提出的頻偏估計方法具有以下優點1)實現簡單，本方法在硬件實現上沒有給系統提出任何額外的要求，即利用系統原有的硬件資源就可實現。
2)精度可調。如果小區搜索提供的三個信息準確無誤，則本方法的估計精度取決于FFT的變換長度。變換長度越長，則精度越高。但由于變換長度越長，運算時間也越長。因此，實現時，精度可調的范圍是在允許的運算時間內。
3)特別適合于WCDMA系統。由于在WCDMA系統中，小區搜索前，所有信道的信號都是擴頻信號，其內容都是“+1”和“-1”的隨機組合，雖經過脈沖成形及移動信道，但信號的頻譜仍類似噪聲頻譜，頻偏信號的頻率幾乎被信號頻譜淹沒，很難提取。而一般的頻偏估計方法是直接對接收信號進行估計，因此用一般的頻偏估計方法是行不通的。在小區搜索之后，將CPICH解擴解擾后，CPICH的信號內容被恢復成全“1”，此時信號頻譜基本為0，這樣就將信號頻譜與頻偏頻率分離開了，此時再用FFT就很容易提取出頻偏信息來。因此，可以說，本發明提出的頻偏估計方法是專為WCDMA系統設計的。
下面結合附圖對本發明做進一步的詳細說明。
圖1是一般的無線通訊系統接收機框圖。
圖2是本發明提出的適用于WCDMA系統的AFC裝置的典型應用框圖。
圖3是本發明提出的自動頻率控制方法中的關鍵步驟——對CPICH解擾解擴的過程的信號示意圖。
下文將對本發明做進一步詳細的描述。
接收信號下變頻到基帶并采樣后可表示為
其中k＝0，1，2...，I(k)、Q(k)為接收的原始數據，n(t)為加性高斯白噪聲，α為信道衰落，是移動信道中平均分布的隨機相位，Nω0為碼片(chip)的采樣頻率，ω0是碼片速率3.84MHz，N是一個chip的采樣點數，以下的討論都取N＝1，Δω為頻偏，它包括發射和接收兩個本振之間的固定頻偏Δω0和移動造成的多普勒頻偏Δωd。
假設小區搜索在有初始頻偏的情況下很好的完成了時隙同步和幀同步以及擾碼識別，則我們可以利用公共導頻信道來進行估計。估計前，先對公共導頻信道解擴解擾，得到公共導頻信道的數據符號(SYMBOL)，對該數據做簡單濾波后進行快速傅立葉變換(FFT)，得到公共導頻信道符號的頻譜，經過比較，取能量最高的頻率做為所得的頻偏Δω，如圖2所示。設
，將(1)式拆成實部和虛部得Ic(k)＝α[I(k)cosθ(k)-Q(k)sinθ(k)]+n1(k)Qc(k)＝α[I(k)sinθ(k)+Q(k)cosθ(k)]+n2(k)(2)
由于時隙同步過程中是對同步信道中的主同步信道碼做相關，其相關輸出與前面所述的CPICH的相關結果一樣，因此相關后I、Q兩路的平方和為Is2(t)+Qs2(t)=α2(1-ej256Δωω01-ejΔωω0)2=α21-cos256Δωω01-cosΔωω0---(6)]]>由于頻偏Δω相對于碼片速率ω0非常小，因此
近似為0，(6)式可近似等于Is2(t)+Qs2(t)＝(256α)2(7)它與頻偏無關，因此時隙同步在頻偏較小時不受頻偏影響。
幀同步和擾碼組號識別是利用輔同步信道碼號查表判決得到，而碼號是根據FHT相關輸出的平方和的峰值位置得來，基于同樣的原因，它基本不受頻偏影響。
同樣，在頻偏較小時，產生主擾碼偏置的過程也幾乎不受頻偏影響，因此，此時主擾碼的產生可認為與頻偏無關。經仿真，在初始頻偏Δf＜3000Hz的情況下，小區搜索仍然能完成時隙同步，幀同步以及主擾碼識別，這說明前面所述的糾正頻偏的方法是可行的。
通常的無線通訊系統接收機如圖1所示。信號從天線接受進來后，首先經過帶通濾波器1對信號進行頻帶選通，進入高頻功率放大器2，然后進入下變頻3(比如GSM從900MHz或1800MHz下變頻到中頻帶寬，中頻頻率沒有規定，一般是幾十MHz)，通過中頻解調器4后成為基帶信號，然后經低通濾波器5和A/D變換6，成為數字信號，經過數字基帶信號處理器7，通過AFC8環路提取出頻偏校正信號送到鎖相環PLL 9去校正頻率誤差。
本發明提供的自動頻率控制方法詳細描述如下1、小區搜索小區搜索分三個步驟完成1)利用一種特定相關器對主同步信道(P-SCH)碼相關，得到時隙同步；2)在時隙同步的基礎上，對輔同步信道(S-SCH)碼進行一系列處理，得到每個時隙的輔同步信道碼號，再對這些碼號進行處理而得到幀同步和主擾碼的碼組號；3)在時隙同步和幀同步都完成的情況下，利用已知的碼組號對主公共控制信道(P-CCPCH)做相關，比較后得到主擾碼在該組中的偏置，從而得到本小區的主擾碼號。
三個步驟完成后，分別得到時隙同步，幀同步以及主擾碼號。這三個信息是整個系統正常工作的基礎。
詳細的小區搜索方法參見本申請人1999年11月12日提交的中國專利申請99117207.8，《WCDMA小區搜索中的時隙同步裝置》；及99117209.4，《WCDMA小區搜索中擾碼組號的判別方法和幀同步裝置》。
2、解擾解擴在時隙同步和幀同步的基礎上，利用已知的主擾碼號對公共導頻信道(CPICH)進行解擾解擴(CPICH的擴頻信道碼已知為全“1”)，得到公共導頻符號。公共導頻符號原為全“1”，但經過移動信道后，導頻符號被頻偏調制，因此所得的公共導頻符號含頻偏信息。選用CPICH信道做頻偏估計，是因為CPICH信道的內容已知，為全“1”，且信道碼(確定)和擾碼(即由小區搜索識別得到的本小區的主擾碼)也是可知的，這樣，CPICH的偽隨機碼(PN碼，包括信道碼和擾碼，用于最終的加擴加擾或解擴解擾)就確定了，因此可在小區搜索完成后直接利用PN碼對CPICH進行解擾解擴，而無需其他任何信息；而且其發射功率比較大，有利于判別。
解擴的過程可用圖3描述。信號110是加擴前的數據信號a(t)，這就是前面提到的符號，符號寬度為Ts；信號111是擴頻碼b(t)，也叫信道碼，其寬度為Tc，它滿足Tc＝Ts/SF，SF就是擴頻因子；信號112是擴頻后數據信號c(t)，它是信號111乘以信號110而得。由于數據符號和擴頻碼都只包括兩種電平+1(高電平)和-1(低電平)，因此乘得的結果如圖3所示，可見擴頻后信號頻率帶寬是擴頻前的SF倍，因此這一頻率擴展過程叫“擴頻”；前面所述的是加擴的過程，解擴的過程是加擴的逆過程，兩者是相輔相成的。信號113是解擴用擴頻碼d(t)，它其實就是加擴時所用的擴頻碼，即d(t)＝b(t)。解擴時，用信號113去乘信號112，這樣就可恢復出信號110，這就是恢復后數據信號114，正確時應有e(t)＝a(t)。用表達式表示如下e(t)＝c(t)*d(t)＝[a(t)*b(t))]*d(t)＝a(t)*[b(t)*d(t)]＝a(t)*b2(t)＝a(t) (1)注意在加擴或解擴過程中，相乘的兩個信號必須時序同步，b(t)＝d(t)才能成立，(1)式中b(t)*d(t)＝b2(t)＝1也才成立，這樣才能正確恢復出原數據信號。
解擾的過程與解擴完全一樣。
3、提取頻偏信息通過FFT將信號變換到頻域，經過能量比較可提取出頻偏信息。必須指出的是，任何無線信道都存在多徑效應，對于每一條徑來說，固定頻偏是一樣的，多普勒頻偏因為每條徑與移動終端的移動方向的夾角不同而不同，而小區搜索完成的只是多徑中最強徑的同步，因此本方法得到的頻偏也是最強徑的頻偏，其中的多普勒頻偏只能代表最強徑的。但由于在多徑信號合并時，一般采用最大比合并，即能量越強的徑，合并時所加的權值越大。因此，本方法估計出的最強徑頻偏用于AFC校正還是很有效果的。
圖2示出了本發明提供的WCDMA系統的AFC裝置實現示意圖。
本發明提出的AFC裝置中，主要有小區搜索模塊、相關器、PN碼發生器、FFT運算模塊及能量比較模塊五個部分。此處的相關器和PN碼發生器與寬帶碼分多址系統多處用到的相關器和PN碼發生器是完全一樣的，可用現場可編程邏輯陣列(FPGA)或數字信號處理器(DSP)實現；FFT運算和比較器可以用DSP實現。
如圖2所示，其中的虛框部分表示本發明提出的自動頻率控制裝置。模數轉換模塊101將模擬接收信號變換成數字信號送到小區搜索模塊102，102模塊對接收信號中的主同步信道、輔同步信道和主公共控制信道處理后得到信號的時隙同步、幀同步和主擾碼號；PN碼發生器模塊106利用102模塊生成的主擾碼號產生相應的PN碼，在時隙同步信號和幀同步信號的控制下，對CPICH信道進行相關解擾解擴，相關器103輸出CPICH的符號，每一個符號都含有頻偏信息；將離散的CPICH符號送入FFT模塊104做FFT，得到CPICH的頻域信號；頻率能量比較模塊105對所得的頻域信號分段比較，得到每一段中的峰值頻率；通過分析峰值頻率的相對位置，可以獲得頻偏信息；將所得的頻偏信息送入環路濾波器模塊107，該模塊實際上就是一個低通濾波器，它可平滑頻偏信號；平滑后的頻偏信號送往壓控振蕩器模塊(VOC)108，它根據輸入的信號電壓大小調整振蕩器的輸出信號頻率，而該輸出信號是參與中頻混頻的，這樣，就達到了改變頻偏的目的，實現了自動頻率校正。
權利要求
1.一種寬帶碼分多址系統中的自動頻率控制方法，包括如下步驟1)小區搜索，以得到時隙同步、幀同步以及主擾碼號；2)解擾解擴，利用通過步驟1)所獲得的信息，對公共導頻信道進行解擾解擴，得到公共導頻符號；3)通過快速傅立葉變換將信號變換到頻域，經過能量分析提取出頻偏信息。
2.實現如權利要求1所述的自動頻率控制方法的裝置，包括小區搜索模塊(102)，用來對接收信號中的主同步信道、輔同步信道和主公共控制信道處理后得到信號的時隙同步、幀同步和主擾碼號；其特征在于它還包括PN碼發生器模塊(106)，利用小區搜索模塊(102)生成的主擾碼號產生相應的PN碼，在時隙同步信號和幀同步信號的控制下，對CPICH信道進行相關解擾解擴；相關器(103)，輸出CPICH的符號，每一個符號都含有頻偏信息；FFT模塊(104)，將相關器(103)輸出的離散的CPICH符號快速傅立葉變換，得到CPICH的頻域信號；頻率能量比較模塊(105)，對所得的頻域信號分段比較，得到每一段中的峰值頻率，并通過分析峰值頻率的相對位置獲得頻偏信息。
全文摘要
一種適用于第三代移動通信中頻分雙工(FDD)模式下寬帶碼分多址(WCDMA)系統中的自動頻率控制(AFC)方法,包括以下步驟:小區搜索,以得到時隙同步、幀同步以及主擾碼號;解擾解擴,利用通過小區搜索所獲得的信息,對公共導頻信道(CPICH)進行解擾解擴,得到公共導頻符號;通過快速傅立葉變換將信號變換到頻域,經過能量分析提取出頻偏信息;本發明還提供了實現上述方法的自動頻率控制裝置。
文檔編號H04J13/00GK1264228SQ00114058
公開日2000年8月23日 申請日期2000年2月1日 優先權日2000年2月1日
發明者莫毅群, 張軍, 王宇, 唐萬斌 申請人:深圳市中興通訊股份有限公司