專利名稱：無線接收裝置的解調電路及解調方法
技術領域：
本發明涉及一種在無線接收裝置例如尋呼機中用于解調接收信號的解調電路此外還涉及一種解調方法。更具體地說，本發明涉及在無線接收裝置中采用的這樣一種解調電路和解調方法，其中將通過FSK調制變換到中頻頻帶的調制信號解調以輸出解調信號。
在無線接收裝置的解調電路中，設置各個電路部分的工作參數，以便優化信號接收系統的S/N。在例如FLFX系統尋呼機(下文將稱為“FLFX尋呼機”)中將調制的多電平FSK信號解調的情況下，按照一種響應于數據傳輸速度可以優化S/N的方式，設置檢波器的輸出電壓的幅值。此外，按照一種可以將差錯判別率降到最少的方式，設置用于輸出數字解調信號的數據比較器的基準電壓值。此外，在一裝設在檢波器和數據比較器之間的低通濾波器中，按照一種通過除去不需要的頻率分量可以優化S/N的方式，響應于數據傳輸速度設置截止頻率。在移動通信設備例如上面解釋的FLFX尋呼機中采用的解調電路中，一般說，在電場強度低以便優化S/N這樣一種條件下，確定各種不同種類的設定值。因此，可以提高無線接收裝置的性能。
正如前面所解釋的，在傳統的無線接收裝置的解調電路中，按照一種在電場強度低條件下可以優化S/N的方式確定各種不同種類的設定值。然而，存在某些可能性即當電場強度高時，上面所解釋的設定值不等于最佳設定值，導致降低接收性能。
更確切地說，在同一時間從多個基站發送各發送信號的尋呼機系統中，出現如下的困難。即，在從多個基站發送各發送信號(FSK調制波)的電場強度電平變得基本上彼此相等的區域(即重疊(等同電場)區域)中，或者在各發送信號出現多路徑的區域(即，多路徑區域)中，由于受到由多個發送信號中的頻移和由于相位延遲引起的有害影響使在各接收點的電場強度變化很大。因此，解調信號之比特差錯率變大。在這樣的條件下，在一個區域中，產生重疊和/或多路徑，一般說，在這樣一個區域中，電場強度高于平均(medium)電場強度。因此，即使利用當按照上面解釋的低電場強度確定的各設定值時，也不可能達到更好的接收性能。此外，因為關于接收裝置的設置頻率和發送信號頻率之間的頻移的接收性能，所謂的頻帶特性(呼叫率的帶寬特性)在本技術領域中是公知的，還發現，可以得到S/N最大值的設定值并不總是與可以得到帶寬特性最大值的另一設定值一致。
因而，通過在電場強度低的條件下優化S/N的傳統配置的解調電路產生如下的問題。即，在這樣一種低電場強度下可以得到更好的接收性能。然而，存在于平均電場強度和低電場強度下的重疊區域和多路徑區域中接收性能將惡化，使得呼叫率會下降。
提出本發明是為解決上述各個問題，因此，本發明的一個目的是提供一種無線接收裝置的解調電路，通過響應于電場強度控制裝設在無線接收裝置例如尋呼機的解調電路中的檢波部件、濾波器部件和比較部件，使得在例如低電場強度和高于平均電場強度的各種電場強度下能夠執行最佳解調操作。此外，本發明的另一個目的是提供一種解調方法，即使在這些電場強度下也能夠執行最佳解調操作。
為解決上述各個問題，根據本發明的第一個方面的無線接收裝置的解調電路，用于解調接收的調制信號以輸出解調的信號，包含電場檢測部件，用于根據所述調制信號檢測接收信號的電場強度；檢波部件，用于對所述調制信號檢波以輸出檢波信號；濾波器部件，用于由所述接收信號中除去噪聲分量；比較部件，用于將所述檢波信號與預定基準電壓相比較，以輸出與所述調制信號對應的數字信號；及控制部件，用于根據所述電場強度檢測部件檢測的電場強度，至少控制由所述檢波部件輸出的電壓的幅值、在所述比較部件中采用的基準電壓和所述濾波器部件的截止頻率之一。
此外，最好檢波部件包含一可變增益放大器；及所述控制部件通過控制所述可變增益放大器的放大倍數控制所述檢波部件輸出電壓的幅值。此外，所述控制部件響應于所述電場強度，至少控制由所述檢波部件輸出的電壓的幅值和用在所述檢波部件中的基準電壓之一，以便控制所述檢波部件的輸出電壓幅值與在所述比較部件中采用的基準電壓之比以達到一預定值。
此外，最好通過包含一裝設在所述比較部件前置級中的低通濾波器及裝設在所述比較部件后置級中的數字濾波器配置所述濾波器部件。此外，控制部件響應于所述電場強度選擇性地控制所述數字濾波器的通過或不通過。另外，控制部件響應于所述電場強度控制輸入到所述數字濾波器的時鐘信號的頻率。
此外，通過在所述比較部件前置級中裝設低通濾波器配置所述濾波器部件；及所述控制部件響應于所述電場強度控制所述低通濾波器的截止頻率。
此外，最好是，所述解調電路還包含存儲器部件，用于存儲與多個所述輸出電壓幅值、多個所述基準電壓和多個所述截止頻率相關的控制條件信息，所述信息都是對應所述電場強度設定的；及所述控制部件按照代表所述電場強度的電場強度信息和所述控制條件信息兩者進行控制操作。
根據本發明的第二個方面的無線接收裝置的解調方法，用于解調接收的調制信號以輸出解調的信號，包含電場檢測步驟，用于根據所述調制信號檢測接收信號的電場強度；檢波步驟，用于對所述調制信號檢波以輸出檢波信號；除去噪聲步驟，用于由所述接收信號中除去噪聲分量；數字化步驟，用于將所述檢波信號與預定基準電壓相比較，以輸出與所述調制信號對應的的數字信號；及控制步驟，用于對應檢測的電場強度至少控制由所述檢波信號的電壓幅值、基準電壓和在所述除去噪聲步驟中采用的截止頻率之一。
此外，最好是，在控制步驟中，響應于所述電場強度控制至少所述檢波信號的輸出電壓幅值和基準電壓之一，以便控制輸出電壓幅值與基準電壓之比以達到一預定值。此外，在所述控制步驟中，當電場強度小于一預選閾值時，控制在所述除去噪聲步驟中采用的截止頻率使之低于當電場強度大于該閾值時的相應截止頻率。
在根據本發明的無線接收裝置的解調電路中，輸出通過對接收的調制信號檢波得到的檢波信號，由檢波信號中除去噪聲分量，然后將這一檢波信號與預定基準電壓比較。因此，由解調電路輸出與調制信號對應的數字信號。然后，解調電路在預定的時間判別這一數字信號，以產生數字解調信號。這時，利用調制信號檢測接收信號的電場強度，解調電路響應于檢測的接收信號的電場強度至少控制所述檢波信號的輸出電壓幅值、基準電壓和在除去噪聲分量時采用的截止頻率之一。因而，響應于電場強度對解調電路進行控制以使用于產生數字信號的檢波信號的電壓幅值與基準電壓之比可以變為最佳設定值、及使濾波部件的截止頻率也可以變為最佳設定值。
為了控制檢波信號的電壓幅值與基準電壓之比，改變檢波部件的輸出電壓和/或在比較部件采用的基準電壓中的之一或之二。在這種情況下，改變裝設在檢波部件中的放大器的放大倍數，控制裝設在比較部件中并可以確定基準電壓的可變電流源的輸出和電阻的電阻值。例如，在解調電路利用具有最高優先權的重疊特性(即在重疊區域中的呼叫率特性)的情況下，將基準電壓與檢波信號的最大電壓幅值設置之比為44-64％，最好在47-55％的量級。另一方面，在解調電路利用具有最高優先權的頻帶特性(即，呼叫率的帶寬特性)的情況下，將基準電壓與檢波信號的最大電壓幅值之比設置為0.6-0.7的量級。
為了控制濾波部件的截止頻率，當解調電路采用數字濾波器時，使數字濾波器通/斷(ON/OFF)，以便選擇性地切換信號的通過和不通過，從而改變整個濾波部件的截止頻率。另外，控制輸入到數字濾波器的時鐘信號的頻率，以便改變數字濾波器本身的的截止頻率。另一方面，當解調電路配置有模擬式低通濾波器時，例如通過操作開關之類切換此模擬式低通濾波器的電路常數來改變低通濾波器的截止頻率。
在控制濾波器部件的截止頻率時，當電場強度低于預選電場強度閾值時，控制截止頻率使之降低，而當電場強度高于預選電場強度閾值時則提高截止頻率。
在利用控制部件控制檢波信號的電壓幅值與基準電壓之間之比及還控制濾波器部件的截止頻率的情況下，在存儲器部件存儲控制條件信息時，例如通過采用一個在低電場強度和高于平均電場強度的電場強度之間的閾值，根據電場強度信息和控制條件信息，按兩級選擇性地切換用于控制對象的操作設定值。或者，當提供多組電場強度的閾值時，按多級選擇性地切換操作設定值，以便可以響應于電場強度實現更精確的控制。應理解，可以根據例如使用區域和信號傳輸速度的接收環境中的差異選擇性地切換控制條件信息。因此，即使在高電場強度和平均電場強度下出現且接收性能惡化的重疊區域和多路徑區域，也可以按照最佳條件實現解調操作。因此，可以改善重疊特性，可以使解調信號的差錯率維持在低之比率。從而，可以提高無線接收裝置的接收性能。
當利用諸如邏輯電路的硬件電路構成該控制部件時，在該控制部件中可以實現更高速度的響應。或者，控制部件或整個解調電路可以配置一個處理器，用以執行軟件處理操作。
圖1是用于表示根據本發明的第一實施方式的無線接收裝置的的解調電路的方塊示意圖；圖2是用于表示用在圖1所示解調電路中的檢波器配置的方塊示意圖3是用于表示用在圖1所示解調電路中的4-電平FSK數據比較器配置的方塊示意圖；圖4是用于解釋在圖3所示數據比較器中出現的工作波形的解釋性示意圖；圖5是用于表示可用在圖1所示解調電路中的數字濾波器的第一結構示例的方塊示意圖；圖6是用于表示可用在圖1所示解調電路中的數字濾波器的第二結構示例的方塊示意圖；圖7是用于表示當輸入信號從數字濾波器通過時或者不從數字濾波器通過時，在FLFX尋呼機的重疊區域中的相對于電場強度的MSB呼叫率(callingrate)特性和LSB呼叫率特性的曲線示意圖；圖8是用于解釋檢波信號電壓幅值與LSB判別電平之比的解釋性示意圖；圖9是用于表示有/無數字濾波器在沒有重疊的正常條件下的電場強度下的FLFX尋呼機取決于的MSB呼叫率特性和LSM呼叫率特性的曲線示意圖；圖10是用于表示在FLFX尋呼機的重疊區域中的相對于檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比的LSB呼叫率特性的曲線示意圖；圖11是用于表示在FLFX尋呼機的平均(電場強度)電場中的相對于檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比的LSB帶寬特性的曲線示意圖；圖12是用于表示根據本發明第二實施方式的無線接收裝置的解調電路的方塊示意圖；圖13是用于表示一種改進的配置有DSP的解調電路的方塊示意圖；圖14是用于表示用于輸出電場強度信息之比較器的一種改進結構的示意圖。
下面參照附圖介紹本發明的一種實施方式。在這種實施方中，示出了在對應于作為無線接收裝置一個示例的移動通信接收裝置的尋呼機(選擇性尋呼接收機)中采用的解調電路結構示例。
第一實施方式圖1是用于表示根據本發明的第一實施方式的無線接收裝置的解調電路方塊示意圖。圖2是用于表示用在圖1所示解調電路中的檢波器配置的方塊示意圖。圖3是用于表示用在圖1所示解調電路中的4-電平FSK數據比較器配置的方塊示意圖。圖4是用于解釋在圖3所示數據比較器中出現的工作波形的解釋性示意圖。圖5是用于表示可用在圖1所示解調電路中的數字濾波器的第一結構示例的方塊示意圖。圖6是用于表示可用在圖1所示解調電路中的數字濾波器的第二結構示例的方塊示意圖。
根據第一實施方式的解調電路1包含前置級部分、用于檢測接收信號(即在這一示例中為IF信號(中頻信號))的電場強度的電場電平檢測器2以及用于對這種IF信號檢波的檢波器5。FSK調制的(在這一實例中，4-值FSK調制)IF信號SA輸入到電場電平檢測器2和檢波器5。在這一檢波器5的后置級中，裝有低通濾波器電路6、數據比較器7、數字濾波器12、定時發生電路8和判別電路9。低通濾波器電路6由自檢波器5輸出的檢波信號中除去噪聲分量。數據比較器7將低通濾波器電路6的輸出與預選的基準電壓相比較以輸出與該調制對應的數字信號。數字濾波器12由數據比較器7派生的數字信號中除去不需要的分量。定時發生電路8產生定時信號。判別電路9響應于定時信號根據數字信號產生數字調制信號，以此輸出產生的數字調制信號。
電場電平檢測器2配置有低通濾波器之類，該檢測器2檢測接收信號強度的標志(RSSI)信號以輸出與電場強度成正比的電壓。在電場電平檢測器2的輸出側裝設各具有彼此不同基準電壓的多個比較器3a，3b，...3n。電場電平檢測器2的輸出電壓提供到各個比較器3a，3b，...3n的一個輸入端，以便與提供到各個比較器3a，3b，...3n的另一個輸入端的基準電壓Vref1，Vref2，...Vrefn相比較。因此，各個比較器3a，3b，...3n的輸出分別地為低電平(L)或為高電平(H)。這些比較器的輸出作為電場強度信息PS輸入到控制電路4中的電場強度輸入單元。
由于采用上述配置，控制電路4根據具有不同基準電壓的多個比較器3a，3b，...3n的輸出條件可以了解詳細的電場強度信息。應指出，通過增加這些比較器的總數可以增加電場強度的檢測精確度，而當僅需要粗略的電場強度信息時，這些比較器的總數可以降低。就是說，可以根據使用目的自由地設計比較器。
此外，在這種解調電路中，裝設有CPU(中央處理單元)10和EEPROM11。CPU10具有對整個無線接收裝置的控制功能，及還向控制電路4中的控制條件輸入單元發送控制條件信息PC。在EEPROM11中存儲控制條件信息PC。控制條件信息PC表示與電場強度對應的控制條件的設定值。通過配置這一控制電路4，其能響應于電場強度確定怎樣操作檢波器5、數據比較器7及數字濾波器12，此外根據電場強度信息PS和控制條件信息PC控制這些電路。
接著，參照圖2解釋檢波器5的配置。通過采用檢波單元16和可變(增益)放大器17配置檢波器5。向檢波單元16輸入FSK-調制的IF信號SA并對這一IF信號SA進行頻率/電壓變換。然后，這一檢波單元16輸出檢波信號DD，這是一個幅值與調制派生的信號成正比的階狀電壓信號。響應于由控制電路4提供的與電場強度相對應的控制信號，可變(增益)放大器17的放大倍數是可變的。可變(增益)放大器17按照這一放大倍數放大檢波單元16的輸出信號，然后將放大的信號作為檢波信號DE提供到低通濾波器6。在這種實施方式中低通濾波器6按照某一恒定截止頻率工作。在這一低通濾波器6中除去了不需要的噪聲分量及具有頻率高于或等于截止頻率和還包含在輸入信號中的分量。已除去噪聲分量的濾波器輸出作為檢波信號DF提供到數據比較器7。
此外，下面參照圖3和圖4解釋數據比較器7的詳細結構。在這一示例中，關于數據比較器7，采用圖3所示的4-值FSK數據比較器。通過采用可變電流源41和42、2組分壓電阻R、比較器43、44和45以及另外的邏輯電路(EX-OR(異或)門電路)46構成這一數據比較器7。由控制電路4控制可變電流源41和42。各分壓電阻R產生用于使4個數值相區別的基準電壓V1、V2、V3。比較器43、44和45使正側LSB(最小有效位)和MSB(最大有效位)以及負側LSB相互區別。異或門電路46對來自比較器43和45之比較輸出進行或(門)運算以得到LSB輸出。在這一數據比較器7中，通過由可變電流源41和42提供電流，在兩個電阻R的兩個邊界端產生基準電壓V1、V2、V3。提供這些基準電壓V1、V2、V3用作為這些比較器43、44和45的基準電壓。利用基準電壓可控之比較器43、44和45以及邏輯電路46進行檢波信號DF的4-值鑒別。因此，產生2比特數字信號然后提供到數字濾波器12。
圖4表示在采用圖3中所示數據比較器7的FLFX尋呼機中LSB和MSB之間的鑒別操作。檢波信號DF構成這樣一種信號即在4-值FSK調制中的各個調制分量(-4.8千赫、-1.6千赫、+1.6千赫、+4.8千赫)變換為與各個調制分量相對應的電壓Va、Vb、Vc、Vd。在這一示例中，如圖4中所示，按一種根據正側LSB判別電平V1、MSB判別電平V2和負側LSB判別電平V3進行LSB和MSB的0/1判別方式將檢波信號DF變換為數字信號。換句話說，-4.8千赫的調制分量作為“00”的數字信號輸出；-1.6千赫的調制分量作為“01”的數字信號輸出；+1.6千赫的調制分量作為“11”的數字信號輸出；此外+4.8千赫的調制分量作為“10”的數字信號輸出。
接著參照圖5和6介紹數字濾波器的結構。按照圖5中所示的第一結構示例的數字濾波器12a包含用于響應于時鐘信號對輸入信號進行數字濾波的數字濾波器單元21和開關22。響應于控制信號這一開關22導通，使數字濾波器單元21的輸入端連接到輸出端，從而使輸入信號未經濾波直接旁通。由于控制電路4將ON/OFF(通/斷)信號提供到開關22，這一控制電路4可以控制可以使輸入信號通過數字濾波器12a，或者可以使輸入信號不通過數字濾波器12a。這一控制電路4控制與前置級低通濾波器6相關聯的整個濾波器部件的截止頻率。在這種情況下，當設置數字濾波器單元21的截止頻率低于低通濾波器6的截止頻率，以使輸入信號穿過數字濾波器12a時，控制電路4控制使該截止頻率變得低于當輸入信號不通過數字濾波器12a時得到的截止頻率。
此外，取代圖5中所示的數字濾波器12a，可以采用圖6中所示的數字濾波器12b。作為第二結構示例的數字濾波器12b包含用于響應于時鐘信號CK對輸入信號濾波的數字濾波器單元21，和可變頻率時鐘電路23。可變頻率時鐘電路23響應于由控制電路4提供的控制信號改變時鐘信號CK的頻率。控制電路4控制這一可變頻率時鐘電路23，以改變由可變頻率時鐘電路23輸出的時鐘信號CK的頻率，從而根據濾波器輸入信號控制數字濾波器單元21的截止頻率。
正如上面解釋的，將已利用低通濾波器6和數字濾波器12除去噪聲分量的這種數字信號輸入到判別電路9以便進行解調。響應于由定時發生電路8產生的定時信號，判別電路9判別由數字濾波器12輸出的輸入信號以產生數字解調信號。
接著介紹控制電路4響應于電場強度進行的控制操作，同時舉例說明在按照這一實施方式的解調電路中實現的接收性能的特性。應理解，各個特性曲線表是通過實驗得到的代表性數值示例。
首先，介紹在數字濾波器12的控制下進行的濾波器部件的截止頻率控制操作。圖7是表示當濾波器信號通過數字濾波器12或不通過數字濾波器12時在FLFX尋呼機的重疊區域中相對于電場強度在MSB和LSB之間呼叫率特性(即與濾波器控制相關的重疊特性)的曲線圖。圖8是用于解釋檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比的示意圖。圖7中所示的曲線圖表示一種頻率偏移為50赫，在延遲時間為50微秒的條件下產生重疊，及檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比為64％的情況。如在圖8中所示這一比值用A∶B＝1∶0.64表示，其中A為檢波信號的最大電壓幅值，B為LSB判別電平。換句話說，圖7表示在一種檢波器5的輸出電壓幅值和數據比較器7的基準電壓是固定的同時，僅切換低通濾波器6的截止頻率以及由數字濾波器12構成的濾波器部件的截止頻率情況下，重疊區域中呼叫率特性的變化。
此外，圖9表示在采用數字濾波器或不采用數字濾波器時，按照在不發生重疊的正常條件下的電場強度，FLFX尋呼機的MSB和LSB之間呼叫率特性。在圖9中，與圖7相似，其表示檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比選擇為64％的情況。就是說，圖9表示，在檢波器5的輸出電壓幅值和數據比較器7的基準電壓是固定的同時，僅切換低通濾波器6的截止頻率以及由數字濾波器12構成的濾波器部件的截止頻率的這樣一種情況下，在低強度電場中的呼叫率特性的變化。
由圖7中所示的重疊特性可以明顯看出，在重疊區域中LSB和MSB對于均可以實現優異的呼叫率，因此，當輸入信號不通過數字濾波器12時可以得到具有較少差錯的數字信號。另一方面，根據圖9所示特性易于理解，當輸入信號不通過數字濾波器12時，在電場強度高的區域中呼叫率無大的差別。然而，在電場強度低的區域中呼叫率惡化。由上面的介紹明顯看出，當電場強度低時，輸入信號可以通過數字濾波器12(即截止頻率降低)，而當電場強度相對高時(即當電場強度高于或者等于平均電場強度時)，輸入信號不通過數字濾波器12(即截止頻率增加)。因而，可以響應于電場強度設置最佳截止頻率，及可改善在重疊區域中之比特差錯率。還應指出，雖然在附圖中未表示，由于在多路徑的區域中可以達到與重疊區域相似的效果，所以不再對其進一步解釋。
應指出，不僅通過采用圖5中所示的電路選擇性地切換信號通過/不通過數字濾波器12，而且通過采用圖6中所示的電路配置改變輸入時鐘信號的頻率，可以達到相似的濾波器部件的截止頻率控制效果。
正如前面所解釋的，控制電路4根據經過電場強度輸入單元輸入的電場強度信息PS精確地檢測電場強度，并按照響應于這一電場強度由CPU 10提供經過控制條件輸入單元輸入的控制條件信息PC控制數字濾波器12。這時，在控制條件信息PC存儲在EEPROM11中和表示與高/低電場強度對應的最佳控制條件的設定值時，CPU 10將這一控制條件信息PC輸送到控制電路4。例如，根據低電場強度及高于平均電場強度的電場強度，通過改變設定值切換濾波器部件的截止頻率。在任何的電場強度下，可以實現數字濾波器的最佳工作設置操作。
接著，介紹關于檢波器5的輸出電壓幅值和數據比較器7的基準電壓的控制操作。圖10是表示相對于檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比的FLFX尋呼機重疊區域中的LSB呼叫率特性(相對于判別電平控制的重疊特性)的曲線示意圖。圖10的曲線示意圖表示這樣一種情況，即在處在將頻率偏移選擇為50赫及出現50微秒的延遲時間的重疊的條件下設置數字濾波器12為通過狀態的同時，檢波器5的輸出電壓幅值是固定的。正如前面參照圖7和9所解釋的，在4-值調制信號的數字化系統中存在使LSB呼叫率惡化的趨勢。因而，在這種情況下LSB呼叫率特性僅是示范性的。此外，由于在多路徑區域可以實現相似的效果，對其不再進一步解釋。
換句話說，圖10表示在數字濾波器12為通過狀態和檢波器5的輸出電壓幅值是固定的同時，通過改變數據比較器7的基準電壓改變檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比的這樣一種情況下的在平均(電場強度)電場的重疊區域中呼叫率特性的變化。在這樣一種情況下，平均電場強度意指在下使圖7和9中所示的呼叫率基本飽和的電場強度。
在電場強度相對高的區域中，即使改變數據比較器7的基準電壓，呼叫率也沒有很大的差別。如圖10中所示，在平均(電場強度)重疊區域中，由于通過改變數據比較器7的基準電壓改變呼叫率，可以看出，通過將檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比設置為一適當的數值，(例如44-64％，最好47-55％)呼叫率可以保持得更好。還應當指出，在高于平均電場強度的電場強度下，通過增加檢波信號的電壓幅值，呼叫率可以進一步提高。因而，如果按照這樣一種方式設置數據比較器7的基準電壓即根據實驗獲得的結果可以優化每種電場強度下的呼叫率，則可以改善重疊區域中之比特差錯率。
圖11是表示在FLFX尋呼機的平均(電場強度)電場中與檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比相對應的LSB頻帶特性的曲線示意圖。圖11的曲線示意圖表示在將數字濾波器12設置為通過狀態時，檢波器5的輸出電壓幅值是固定的這樣一種情況。在這樣一種情況下，LSB頻帶特性僅是示范性的。換句話說，圖11表示在平均(電場強度)電場中在這樣一種情況下的頻帶特性(呼叫率的帶寬特性)的變化，即在將數字濾波器12設置為通過狀態和檢波器5的輸出電壓幅值是固定的同時，通過改變數據比較器7的基準電壓改變檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比。
如圖11中所示，在平均(電場強度)電場中，當檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比等于0.4時，可允許的頻移的帶寬是最窄的帶寬，而當這一個比選擇為0.4時，可允許的頻移的帶寬是最寬的帶寬。換句話說，通過將檢波信號的輸出電壓幅值與LSB判別電平之比設置為0.6-0.7的量級，頻帶特性可以保持更好狀態。
控制電路4根據經過電場強度輸入單元輸入的電場強度信息PS和由CPU10提供的經過控制條件輸入單元輸入的控制條件信息PC控制檢波器5和數據比較器7。這時，同時考慮在圖10中所示的重疊特性和圖11中所示的頻帶特性，確定可以構成與高/低電場強度相對應的最佳設定值的控制條件信息PC，然后提供到控制電路4。例如當在低電場強度的情況下和在高于或等于平均電場強度的電場強度的情況下改變設定值時，可以切換檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比。或者可以在按照最高優先權選擇重疊特性和頻帶特性之一時，確定控制條件信息PC。作為這種控制操作的結果，即使在任何一種電場強度下，可以按照最佳數值設置檢波器5的輸出電壓幅值和數據比較器7的基準電壓。
在控制檢波信號的電壓幅值與LSB判別電平之比的情況下，不僅在固定檢波器5的輸出電壓幅值的同時，響應于基準電壓改變數據比較器7中采用的基準電壓，而且，相反地在固定數據比較器7的基準電壓的同時，改變檢波器5的輸出電壓幅值。或者，可以改變輸出電壓幅值和基準電壓兩者，總之都可以達到相似的效果。
如果在控制電路4中采用用于存儲控制條件信息PC的這樣一種存儲部件，則控制條件信息PC不再由CPU 10輸送。因此，可以按照簡單的方式進行控制處理操作，及當輸入電場強度信息PS時，可以實現高速響應。此外，由于利用硬件電路例如邏輯電路配置控制電路4可以進行高速處理操作，，而且與利用軟件程序執行處理操作相比較，可以實現對于電場強度變化的高速響應。此外，可以通過在輸入電場強度信息PS的同時，CPU 10根據控制條件信息PC選擇/判別與電場強度相一致的控制條件，在此之后，向用于控制目的的控制電路4提供選擇/判別的控制條件，來配置控制電路4。或者，當通過綜合CPU 10、EEPROM11和控制電路4的各自功能可以形成一控制部件時，可以通過利用硬件處理電路或者利用軟件處理電路配置這種集成的控制部件。
此外，當將適用于各使用區域的這些設定值作為控制條件信息PC存儲在EEPROM11時，可以結合接收環境提供最佳控制條件信息PC。例如，可以按照重疊發生條件和在各個接收區域中的彼此不同的多路徑改變設定值。此外，在一種不能確認發生重疊的區域中，可以按照最高優先權實現解調電路的頻帶特性的方式確定設定值。還應指出，可以響應于信號的傳輸速度切換控制條件信息PC。
正如前面所解釋的，在平均電場強度和高電場強度電場下存在的重疊區域及多路徑區域中的重疊特性和頻帶特性兩者，根據檢波器5的輸出電壓幅值、低通濾波器6和數字濾波器12的截止頻率及在數據比較器7中采用的基準電壓來改變。因而，確定這些控制條件的設定值，以便能夠響應于電場強度在最佳工作條件下操作這一實施例中的解調電路。因此，在具有各種電場強度的區域中可以實現最佳解調操作。
第二實施方式圖12是用于表示根據本發明的第二實施方式的無線接收裝置的解調電路的方塊示意圖。第二實施方式的解調電路101對應于改變在第一實施方式的解調電路1采用的檢波器5的后置級電路部分的一種結構示例。具體地說，當略去數字濾波器12時，通過取代其帶通特性是固定的低通濾波器6而裝設能夠改變截止頻率的低通濾波器26來配置這一解調電路。應當理解，在第一實施方式中所示的標號可以用于標注在第二實施方式中相同或相似的結構元部件。
在這種電路配置中，在檢波器5中對FSK-調制的IF信號SA進行頻率/電壓變換以構成檢測信號DE。此后，利用模擬低通濾波器26由這一檢測信號DE中除去噪聲分量。除去噪聲分量的輸出信號作為檢波信號DG提供到數據比較器7。然后，由數據比較器7根據基準電壓將檢波信號DG變換為數字信號，由這一數字信號產生的數字解調信號輸入到判別電路9。這時，控制電路4根據控制條件信息PC和輸入電場強度信息PS控制檢波器5的輸出電壓幅值、低通濾波器26的截止頻率以及數據比較器7的基準電壓。
在第二實施方式中，通過響應于電場強度改變低通濾波器26的截止頻率控制濾波器部件的截止頻率。還應當指出，響應于電場強度的檢波器5和數據比較器7的控制操作與第一實施方式中的控制操作相似。在這種情況下，例如通過利用開關來切換低通濾波器26的電路常數改變帶通特性。正如結合第一實施方式所解釋的，當采用數字濾波器時，為控制濾波器特性僅在數字電路中進行這種數字處理操作(例如濾波器通/斷和改變時鐘頻率)。因此，雖然可以易于進行電路設計，但需要復雜的電路配置。另一方面，在僅采用模擬低通濾波器構成的第二實施方式中能夠控制濾波器特性的濾波器情況下，可以刪去這一數字濾波器，可以使整個電路配置簡單。然而，由于不能忽略在模擬電路中各元部件的特性的波動，要精心地進行電路設計。
此外，即使在這種與第一實施方式相似的第二實施方式中，也可以控制濾波器部件的截止頻率，還可以選擇每種電場強度下的檢波信號電壓幅值與LSB判別電平之比，以便響應于電場強度實現最佳工作設置條件。因而，即使當接收環境變化時，也可以維持較好的呼叫率特性并可以改善解調信號的差錯率。
圖13是用于表示配置有DSP(數字信號處理器)的一種改進的解調電路的方塊示意圖。在上面解釋的按照第二實施方式的解調電路中，由于各個電路部分的功能可以通過這種DSP的軟件處理操作執行，可以利用DSP配置整個解調電路。如圖13中所示，通過采用電場電平檢測功能單元51、檢波功能單元52、控制功能單元53、LPF(低通濾波器)功能單元54、比較器功能單元55和判別功能單元56作為與各電路部分的功能相對應的功能組件來配置這種解調電路102。
在這種電路配置中，控制功能單元53響應于由電場強度檢測功能單元51檢測的電場強度信息和預設的控制條件信息，控制檢波功能單元52、LPF(低通濾波器)功能單元54及比較器功能單元55的工作。這時，由于按照這樣一種方式選擇性地切換工作參數的設定值即對于該電場強度可以得到最佳工作條件，所以在低電場強度、平均電場強度和高電場強度條件下可以改善每一種電場強度下的呼叫率。此外，可以降低由判別功能單元56輸出的數字解調信號的差錯率。
此外，圖14是用于表示一種改進的能夠輸出電場強度信息之比較器的結構示意圖。作為輸出電場強度信息之比較器，如圖14的改進方案所示，可僅裝設單一之比較器61取代在圖1中所示的多個比較器，而且基準電壓Vref也是可變的。在這種情況下，將輸出作為電場強度信息PS的二值信息，它定義了由電場電平檢測器2輸出的RSSI信號的電壓值是否高于基準電壓Vref。與控制條件信息PC相似，可以根據使用區域的接收環境設置不同的基準電壓Vref。因此，可實現對于電場強度更精確的控制。
還應當理解，在上面解釋的第二實施方式的解調電路中采用4-值FSK調制信號。本發明并不僅僅局限于這種調制系統，而且還可適用于其它FSK調制系統，或者除此FSK調制系統之外的任何其它用在無線接收裝置中的調制系統。即，當將模擬檢波信號變換為NRZ之類的數字信號，并判別這種數字信號以便解調時，本發明可以按類似的方式應用于這樣一種系統。
正如前面詳細解釋的，根據用于無線接收裝置的解調電路和解調系統，輸出通過對接收的調制信號檢波得到的檢波信號，由檢波信號中除去噪聲分量，然后，將這一檢波信號與一預定基準電壓相比較。因此，輸出與調制信號對應的數字信號，于是，由這一數字信號得到解調信號。這時，利用調制信號檢測接收信號的電場強度，解調電路方法響應于檢測的接收信號的電場強度，至少控制檢波信號電壓幅值、基準電壓和在除去噪聲分量時采用的截止頻率之一。因而，在例如尋呼機的無線接收裝置中，利用本發明的解調電路/方法可以在各種電場強度下如低電場強度及高于或等于平均電場強度的電場強度下實現最佳解調操作。
對于截止頻率，當電場強度低于預選的電場強度閾值時，控制截止頻率使之降低，而當電場強度高于預選的電場強度閾值時，則提高截止頻率。更具體地說，即使在高電場強度和平均電場強度條件下出現的接收性能惡化的重疊區域和多路徑區域中，可以在最佳條件下進行解調操作。因此，也可以改善重疊特性，并使解調信號的差錯率維持低之比率。因此，可以提高無線接收裝置的接收性能。
權利要求
1.一種無線接收裝置的解調電路，用于解調接收的調制信號以輸出解調的信號，包含電場檢測部件，用于根據所述調制信號檢測接收信號的電場強度；檢波部件，用于對所述調制信號檢波以輸出檢波信號；濾波器部件，用于由所述接收信號中除去噪聲分量；比較部件，用于將所述檢波信號與預定基準電壓相比較，以輸出與所述調制信號對應的數字信號；及控制部件，用于對應所述電場檢測部件檢測的電場強度，至少控制所述檢波部件輸出的電壓的幅值、在所述比較部件中采用的基準電壓和所述濾波器部件的截止頻率之一。
2.如權利要求1所述的無線接收裝置的解調電路，其中所述檢波部件包含一可變增益放大器；及所述控制部件通過控制所述可變增益放大器的放大倍數控制所述檢波部件輸出電壓的幅值。
3.如權利要求1所述的無線接收裝置的解調電路，其中所述控制部件響應于所述電場強度，至少控制所述檢波部件的輸出電壓幅值和在所述檢波部件中采用的基準電壓之一，以便控制所述檢波部件的輸出電壓幅值與在所述比較部件中采用的基準電壓之比達到一預定值。
4.如權利要求1所述的無線接收裝置的解調電路，其中通過包含一裝設在所述比較部件前置級中的低通濾波器及一裝設在所述比較部件后置級中的數字濾波器配置所述濾波器部件。
5.如權利要求4所述的無線接收裝置的解調電路，其中所述控制部件響應于所述電場強度選擇性地控制信號所述數字濾波器的通過或不通過。
6.如權利要求4所述的無線接收裝置的解調電路，其中所述控制部件響應于所述電場強度控制輸入到所述數字濾波器的時鐘信號的頻率。
7.如權利要求1所述的無線接收裝置的解調電路，其中通過在所述比較部件前置級中裝設一低通濾波器配置所述濾波器部件；及所述控制部件響應于所述電場強度控制所述低通濾波器的截止頻率。
8.如權利要求1所述的無線接收裝置的解調電路，其中所述解調電路還包含存儲器部件，用于存儲與多個所述輸出電壓幅值、多個所述基準電壓和多個所述截止頻率相關的控制條件信息，所述信息都是對應于所述電場強度設定的；及所述控制部件按照代表所述電場強度的電場強度信息和所述控制條件信息兩者進行控制操作。
9.一種無線接收裝置的解調方法，用于解調接收的調制信號以輸出解調的信號，包含電場檢測步驟，用于根據所述調制信號檢測接收信號的電場強度；檢波步驟，用于對所述調制信號檢波以輸出檢波信號；除去噪聲步驟，用于由所述接收信號中除去噪聲分量；數字化步驟，用于將所述檢波信號與預定基準電壓相比較，以輸出與所述調制信號對應的數字信號；及控制步驟，用于對應檢測的電場強度，至少控制所述檢波信號的電壓幅值、基準電壓和在所述除去噪聲步驟中采用的截止頻率之一。
10.如權利要求9所述的無線接收裝置的解調方法，其中，在所述控制步驟中，響應于所述電場強度，至少控制所述檢波信號的輸出電壓幅值和基準電壓的至少其中之一，以便控制輸出電壓幅值與基準電壓之比達到一預定值。
11.如權利要求9所述的無線接收裝置的解調方法，其中在所述控制步驟中，當所述電場強度小于一預選閾值時，控制在所述除去噪聲步驟中采用的截止頻率使之低于當所述電場強度大于所述預選閾值時的相應截止頻率。
全文摘要
一種無線接收裝置中的解調電路1包含:電場電平檢測器2、比較器3a－3n、檢波器5、低通濾波器6、數字濾波器12和數據比較器7。這種解調電路1還包含控制電路4,用于按照電場強度信息PS和由EEPROM11存儲并由CPU10提供的控制條件信息PC,控制在數字濾波器12采用的截止頻率和檢波器5的輸出電壓幅值,解調電路1還包含判別電路9,用于按預選的定時判別數字信號以產生解調信號。
文檔編號H04L27/26GK1272035SQ00107008
公開日2000年11月1日 申請日期2000年4月24日 優先權日1999年4月22日
發明者松本英德, 橋ケ谷充彥 申請人:松下電器產業株式會社