直流電流檢測保護電路和應用其的d類放大器的制造方法

直流電流檢測保護電路和應用其的d類放大器的制造方法
【專利摘要】公開了一種直流電流檢測保護電路和應用其的D類放大器。本發明通過檢測在理想狀態下應當互補的兩路差分脈寬調制信號(D類放大器脈寬調制電路的輸出信號)，比較一路脈寬調制信號占空比與另一路脈寬調制信號的占空比之間的差值，在占空比的差值過大時，判斷存在直流電流輸入到D類放大器中，輸出保護信號對D類放大器進行保護，由此，可以以較小的功耗檢測D類放大器輸入信號中是否包含直流電流，并為D類放大器提供保護。而且，由于與D類放大器的脈寬調制信號同步，可以實現實時檢測。
【專利說明】
直流電流檢測保護電路和應用其的D類放大器
技術領域
[0001] 本發明設及電子電路技術，具體設及一種直流電流檢測保護電路和應用其的D類 放大器。
【背景技術】
[0002] D類放大器電路是一種開關型的功放電路，其與線性功放電路相比，具有效率高、 發熱少的特點，因此被廣泛應用于智能電視、手機等消費電子產品領域。
[0003] 圖1是現有的D類放大器的電路示意圖。如圖1所示，現有技術中的D類放大器通常 包括積分電路1、脈寬調制電路2、驅動功率級電路3和反饋電路（圖1中的反饋電阻）。通過向 積分電路1輸入差分音頻信號，積分電路將差分音頻信號和反饋電路的反饋信號疊加并通 過積分操作進行濾波，濾除D類放大器工作頻段(例如音頻）W外的噪聲信號。脈寬調制電路 2用于將積分電路1輸出的差分信號調制為脈寬調制(Pulse Wi化h Modulation,PWM)信號。 脈寬調制電路2通常通過將差分信號分別與一個Ξ角波信號比較，通過比較器輸出對應的 PWM信號。驅動功率級電路3采用如圖2所示的兩路放大電路構成的全橋電路，通過晶體管半 橋的交替工作將PWM信號的功率放大。反饋電路用于將輸出信號反饋到輸入端。在應用為音 頻功率放大器時，由驅動功率級電路3輸出的放大信號可W直接傳輸至揚聲器還原為音頻 信號(揚聲器本身具有一定的低通濾波能力）或經由低通濾波電路還原為音頻信號傳輸至 揚聲器播放。通常，D類放大器還會在積分電路1的輸入端連接濾波電容W進行直流濾波。
[0004] 現有的D類放大器在輸入濾波電容出現損壞或輸入端口被短路時，會使得直流 (DC)電流流入D類放大器，并經放大后輸入到后級電路(例如揚聲器），如果直流電流足夠大 且持續時間較長就會導致后級電路的損壞。

【發明內容】

[0005] 有鑒于此，本發明提供一種直流電流檢測保護電路和應用其的D類放大器，W較小 的功耗檢測D類放大器輸入信號中是否包含直流電流，避免直流輸入電流損壞后級電路，為 D類放大器提供保護。
[0006] 第一方面，一種直流電流檢測保護電路，適用于D類放大器，所述D類放大器用于將 差分輸入信號轉換為第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號后放大，所述直流電流檢測保 護電路包括：
[0007] 占空比差值檢測電路，用于檢測所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號的占 空比差值，在檢測輸出端輸出表征所述占空比差值的檢測電壓；
[0008] 第一比較器，用于在所述檢測電壓大于第一闊值時輸出第一比較信號；
[0009] 第二比較器，用于在所述檢測電壓小于第二闊值時輸出第二比較信號；
[0010] 邏輯檢測電路，用于根據至少一個預定檢測周期內的所述第一比較信號和所述第 二比較信號輸出保護信號。
[0011] 優選地，所述占空比差值檢測電路包括：
[0012]電容，連接在檢測輸出端和接地端之間；
[0013] 充電支路，與所述檢測輸出端連接，用于受控向所述電容充電；
[0014] 放電支路，與所述檢測輸出端連接，用于受控從所述電容放電；W及，
[0015] 充放電控制電路，用于控制所述充電支路在所述第一脈寬調制信號的電平大于第 二脈寬調制信號的電平時充電，同時控制所述放電支路在所述第一脈寬調制信號的電平小 于第二脈寬調制信號的電平時放電。
[0016] 優選地，所述充電支路包括相互串聯的第一電流源和第一開關；
[0017] 所述放電支路包括相互串聯的第二電流源和第二開關；
[0018] 其中，所述第一開關受控導通W控制所述充電電路充電，所述第二開關受控導通 W控制所述放電支路放電。
[0019] 優選地，在所述第一脈寬調制信號和所述第二脈寬調制信號的電平相等時，所述 充放電控制電路控制所述第一開關和所述第二開關均導通;或者，
[0020] 在所述第一脈寬調制信號和所述第二脈寬調制信號的電平相等時，所述充放電控 制電路所述第一開關和所述第二開關均關斷。
[0021] 優選地，所述直流電流檢測保護電路還包括：
[0022] 復位電路，與所述檢測輸出端連接，用于復位所述電容；
[0023] 其中，所述邏輯檢測電路用于每隔預定檢測周期輸出復位信號控制所述復位電路 進行復位操作，并在預定時間段內檢測到第一比較信號的周期數大于保護闊值輸出所述保 護信號或在預定時間段內檢測到第二比較信號的周期數量大于保護闊值時輸出所述保護 信號。
[0024] 優選地，所述直流電流檢測保護電路還包括：
[0025] 復位電路，與所述檢測輸出端連接，用于復位所述電容；
[0026] 其中，所述邏輯檢測電路用于每隔預定檢測期輸出復位信號控制所述復位電路進 行復位操作，所述邏輯檢測電路在連續Μ個檢測周期均檢測到第一比較信號時輸出所述保 護信號，或者，所述邏輯電路在連續Μ個檢測周期均檢測到第二比較信號時輸出所述保護信 號，Μ為大于2的整數。
[0027] 優選地，所述復位電路包括：
[00%]第一電阻和第Ξ開關，串聯連接在電源端和檢測輸出端之間；
[0029] 第二電阻和第四開關，串聯連接在檢測輸出端和接地端之間；
[0030] 其中，所述第Ξ開關和所述第四開關受控于復位信號同時導通。
[0031] 優選地，所述充放電控制電路根據復位信號控制所述充電支路和所述放電支路同 時工作。
[0032] 優選地，充放電控制電路包括：
[0033] 第一非口，輸入所述第二脈寬調制信號；
[0034] 第一與非口，一個輸入端輸入所述第一脈寬調制信號，另一個輸入端與所述第一 非口的輸出端連接；
[0035] 第二非口，輸入所述第一脈寬調制信號；
[0036] 第二與非口，一個輸入端輸入所述第二脈寬調制信號，另一個輸入端與所述第二 非口的輸出端連接；
[0037] 第一或非口，一個輸入端輸入所述復位信號，另一個輸入端與所述第一與非口的 輸出端連接，輸出充電支路的控制信號；
[0038] 第二或非口，一個輸入端輸入所述復位信號，另一個輸入端與所述第二與非口的 輸出端連接，輸出放電支路的控制信號。
[0039] 優選地，還包括闊值生成電路，所述闊值生成電路包括：
[0040] 第Ξ電阻，連接在電源端和第一闊值輸出端之間；
[0041] 第四電阻，連接在所述第一闊值輸出端和第二闊值輸出端之間；
[0042] 第五電阻，連接在所述第二闊值輸出端和接地端之間；
[0043] 其中，所述第一闊值輸出端輸出所述第一闊值，第二闊值輸出端輸出所述第二闊 值。
[0044] 第二方面，提供一種D類放大器，包括：
[0045] 積分電路，用于輸入差分信號輸出修正后的差分信號；
[0046] 脈寬調制電路，用于分別輸入修正后的差分信號生成第一脈寬調制信號和第二脈 寬調制信號；
[0047] 驅動功率級電路，用于分別放大所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號；W 及，
[0048] 如上所述的直流電流檢測保護電路，與所述驅動功率級電路連接；
[0049] 其中，所述驅動功率級電路在接收到所述保護信號后切換為無輸出狀態或高阻狀 態。
[0050] 本發明通過檢測在理想狀態下應當互補的兩路差分脈寬調制信號(D類放大器脈 寬調制電路的輸出信號），比較一路脈寬調制信號占空比與另一路脈寬調制信號的互補信 號的占空比之間的差值，在占空比的差值過大時，判斷存在直流電流輸入到D類放大器中的 情形，輸出保護信號對D類放大器進行保護，由此，可較小的功耗檢測D類放大器輸入信 號中是否包含直流電流，并為D類放大器提供保護。而且，由于與D類放大器的脈寬調制信號 同步，可W實現實時檢測。
【附圖說明】
[0051] 通過W下參照附圖對本發明實施例的描述，本發明的上述W及其它目的、特征和 優點將更為清楚，在附圖中：
[0052] 圖1是現有的D類放大器的電路示意圖；
[0053] 圖2是半橋式驅動功率級電路其中一路的電路示意圖；
[0054] 圖3是本發明實施例的D類放大器的電路示意圖；
[0055] 圖4是本發明實施例的直流電流檢測保護電路的一個優選實施方式的示意圖；
[0056] 圖5是本發明實施例的直流電流檢測保護電路的另一個優選實施方式的示意圖；
[0057] 圖6是圖5所示的直流電流檢測保護電路的充放電控制電路的電路示意圖。
【具體實施方式】
[0058] W下基于實施例對本發明進行描述，但是本發明并不僅僅限于運些實施例。在下 文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有 運些細節部分的描述也可w完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，公知的方法、過 程、流程、元件和電路并沒有詳細敘述。
[0059] 此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，并且 附圖不一定是按比例繪制的。
[0060] 同時，應當理解，在W下的描述中，"電路"是指由至少一個元件或子電路通過電氣 連接或電磁連接構成的導電回路。當稱元件或電路"連接到"另一元件或稱元件/電路"連接 在"兩個節點之間時，它可W是直接禪接或連接到另一元件或者可W存在中間元件，元件之 間的連接可W是物理上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件"直接禪接到"或"直接連 接到"另一元件時，意味著兩者不存在中間元件。
[0061] 除非上下文明確要求，否則整個說明書和權利要求書中的"包括"、"包含"等類似 詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義;也就是說，是"包括但不限于"的含 義。
[0062] 在本發明的描述中，需要理解的是，術語"第一"、"第二"等僅用于描述目的，而不 能理解為指示或暗示相對重要性。此外，在本發明的描述中，除非另有說明，"多個"的含義 是兩個或兩個W上。
[0063] 圖3是本發明實施例的D類放大器的電路示意圖。如圖3所示，所述D類放大器包括 積分電路1、脈寬調制電路2、驅動功率級電路3、反饋電路Rc和RdW及直流電流檢測保護電 路4。
[0064] 其中，積分電路1包括運算放大器0PA，所述積分電路輸入一對差分信號輸出經修 正后的差分信號Vopa和Vopb。積分電路1的輸入端和差分信號輸入端之間還可W設置濾波 電容對差分信號進行直流濾波。
[00化]積分電路1包括運算放大器0PA、電阻Ra、電阻肺、第一積分電容C1和第二積分電容 C2。運算放大器0PA為兩輸入兩輸出的運算放大器。電阻Ra連接在積分電路1的第一輸入端 和運算放大器0PA的第一輸入端之間。電阻Rb連接在積分電路1的第二輸入端和運算放大器 0PA的第二輸入端之間。第一積分電容C1連接在運算放大器Γ的第一輸入端和第一輸出端 之間。第二積分電容C2連接在運算放大器Γ的第二輸入端和第二輸出端之間。
[0066]脈寬調制電路2用于分別輸入修正后的差分信號Vopa和Vopb生成第一脈寬調制信 號Vpwma和第二脈寬調制信號化wmb。其中，第一脈寬調制信號化wma由差分信號Vopa調制獲 得，第二脈寬調制信號由差分信號Vopb調制獲得。優選地，脈寬調制電路2包括兩個并列的 比較器，一個比較器比較差分信號Vopa和Ξ角波Vtri輸出第一脈寬調制信號化wma。另一個 比較器比較差分信號Vopb和Ξ角波Vtri輸出第二脈寬調制信號Vpwmb，由此，可W方便地將 兩路差分信號調制為PWM信號。當然，脈寬調制電路2也可W采用其它電路結構來實現PWM調 審IJ。通常，對于輸入的具有相反相位的差分信號，脈寬調制電路2調制使得第一脈寬調制信 號化wma和第二脈寬調制信號化wmb具有相同的相位，在運種狀態下第二脈寬調制信號 化wmb實際上與其對應的輸入信號Vinb具有相反的相位。在理想狀態下，第一脈寬調制信號 化wma和第二脈寬調制信號化wmb同時為高電平，同時為低電平。W下的電路設置基于運一 前提進行。當然，在某些情況下，脈寬調制電路2可W使得調制輸出的第一脈寬調制信號 化wma和第二脈寬調制信號化wmb相位互補，在此情況下，本領域技術人員容易通過調整檢 測的信號來實現本發明。
[0067] 驅動功率級電路3于分別放大所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號，輸出 輸出信號Vouta和Voutb。驅動功率級電路3可W采用兩路如圖2所示的功率放大電路。如圖2 所示，一路功率放大電路包括串聯在電源與地之間的兩個晶體管。在輸入的脈寬調制信號 為高電平時，與電源連接的晶體管導通，與地連接的晶體管關斷，從而輸出電源限定的電壓 和電流。在輸入的脈寬調制信號為低電平時，與地連接的晶體管導通，與電源連接的晶體管 關斷。由此，可W將PWM信號放大。
[0068] 反饋電路連接在驅動功率級電路3的差分輸出端和積分電路1之間。具體地，反饋 電路由兩路反饋電阻Rc和Rd組成，其中，反饋電阻Rc連接在驅動功率級電路3的第一輸出端 和積分電路1的運算放大器0PA的第一輸入端之間，反饋電阻Rd連接在驅動功率級電路3的 第二輸出端和積分電路1的運算放大器0PA的第二輸入端之間。
[0069] 直流電流檢測保護電路4用于控制脈寬調制電路2W及驅動功率級電路3連接，通 過脈寬調制電路2輸出第一脈寬調制信號Vpwma和第二脈寬調制信號化wmb檢測直流電流， 在檢測到直流電流時輸出保護信號FAULT控制驅動功率級電路3切換到無輸出狀態或高阻 狀態。具體地，保護信號FAULT可W直接控制驅動功率級電路3切換為無輸出狀態或高阻狀 態，也可W由保護信號FA化T觸發一個使能信號化Z控制驅動功率級電路3切換為無輸出狀 態或高阻狀態。在本發明實施例中，高阻狀態是驅動功率級電路3相對于其電源輸入端雖然 仍然具有輸出但具有極高（大于預定闊值）的電阻，使得其實質上不能對輸入信號進行放 大，從而即使輸入信號中存在直流電流，驅動功率級電路也不會對后續電路造成損壞。
[0070] 具體地，如圖4所示，直流電流檢測保護電路4包括占空比差值檢測電路41、第一比 較器CMP1、第二比較器CMP2和邏輯檢測電路42。
[0071] 其中，占空比差值檢測電路41包括電容C、充電支路41a和放電支路4化W及充放電 控制電路41C。占空比差值檢測電路41通過檢測脈寬調制信號化wma和化wmb獲取兩者之間 的占空比差值，在檢測輸出端det輸出的表征占空比差值的檢測電壓Vdet。
[0072] 如圖4所示，電容C連接在檢測輸出端det和接地端之間。充電支路41a與檢測輸出 端det連接，用于受控向電容C充電。具體地，充電支路41a連接在電源端vdd和檢測輸出端 det之間，包括相互串聯的第一電流源A1和第一開關S1。放電支路4化與檢測輸出端det連 接，用于受控從電容C放電。具體地，放電支路4化連接在檢測輸出端det和接地端之間，包括 相互串聯的第二電流源A2和第二開關S2。在第一開關S1導通時，第一電流源A1向電容C注入 電流，充電支路處于工作狀態。在第二開關S2導通時，第二電流源A2從電容巧由取電流，放電 支路處于工作狀態。可W設置使得第一電流源A1的電流等于第二電流源A2的電流，由此，在 充電支路41a和放電支路41b同時工作時電容C的電壓Vdet不變。由此，可W通過對電容C的 充放電模擬電路中脈寬調制信號的狀態，由于直流檢測保護電路實際上并不需要對脈寬調 制信號進行采樣，其電路參數與D類放大器的電路參數沒有直接關系，因此，第一電流源A1 和第二電流源A2的電流可W設置得較小，例如10mA，由此可W減小電路功耗。在一個優選實 施方式中，第一開關S1由第一脈寬調制信號Vpwma控制，第二開關S2由第二脈寬調制信號 化wmb控制。由此，充電支路41在第一脈寬調制信號化wma為高電平時充電，放電支路41b在 第二脈寬調制信號化wmb為高電平。所W，在第一脈寬調制信號化wma和第二脈寬調制信號 化wmb嚴格互補時，充電支路41a和放電支路4化同時工作或同時停止工作，由于充放電電流 相等，因此，在兩路差分的脈寬調制信號互補時，電容C的電壓不變。在D類放大器的輸入信 號中存在直流電流時，在第一脈寬個調制信號Vpwma和第二脈寬調制信號Vpwmb會存在失 配，從而導致兩者并不嚴格互補。此時，可能兩者同時為高電平或低電平。在第一脈寬調制 信號Vpwma為高電平時，且第二脈寬調制信號Vpwmb為低電平時，說明第一脈寬調制信號 化wma的占空比比第二脈寬調制信號化wmb大，同時也說明輸出信號Vouta所對應的音頻信 號的幅值大于輸出信號Voutb所對應的音頻信號的幅值，充電支路41a進行充電，而放電支 路4化不工作，電容C的電壓Vdet上升。在第一脈寬調制信號化wma為低電平時，且第二脈寬 調制信號Vpwmb為高電平時，說明第一脈寬調制信號Vpwma的占空比比第二脈寬調制信號 化wmb小，同時也說明輸出信號Vouta所對應的音頻信號的幅值小于輸出信號Voutb所對應 的音頻信號的幅值，此時，充電支路41a不工作，而放電支路41b進行放電，電容C的電壓Vdet 下降。較大的差分輸入信號中可能疊加有直流分量。由此，電容C的電壓Vdet滿足:Vdet = I* tl/c-I*t2/c = I*At/c，其中，I為電流源的電流，tl表示Vouta〉Voutb所持續的時間，t2表 示Vouta<Voutb所持續的時間，At = tl-t2，則Δ?可表征Vouta的占空比與Voutb的占空比 之間的差值，C為電容C的電容值，因此，Vdet可W表征Vouta的占空比與Voutb的占空比之間 的差值。進而，可W由兩個比較器來比較該差值是否過大或過小。
[0073]充放電控制電路41c用于控制充電支路41a在第一脈寬調制信號的電平大于第二 脈寬調制信號的電平時充電，并控制放電支路41b在第一脈寬調制信號的電平小于第二脈 寬調制信號的電平時放電。充放電控制電路41c輸入第一、第二脈寬調制信號，對第一開關 S1輸出第一脈寬調制信號Vpwma，對第二開關S2輸出第二脈寬調制信號Vpwmb。容易理解，充 放電控制電路41c也可W采用其它的電路結構或方式來實現。
[0074]第一比較器CMP1用于在檢測輸出端的電壓Vdet大于第一闊值化ef a時輸出第一比 較信號Det_a。第二比較器CMP2用于在檢測輸出端的電壓Vdet小于第二闊值化e化時輸出第 二比較信號Det_b。第一比較信號〇61:_曰可^表征第一脈寬調制信號化wma和第二脈寬調制 信號化wmb的占空比差值過高。運說明第一脈寬調制信號化wma中可能混入了直流信號。第 二比較信號〇6*_6可^表征第二脈寬調制信號化wmb的占空比與第一脈寬調制信號化wma占 空比的差值過高。運說明第二脈寬調制信號化wmb中可能混入了直流信號。
[0075] 邏輯檢測電路42用于根據至少一個預定檢測周期內的所述第一比較信號〇6*_曰和 所述第二比較信號Det_b輸出保護信號FA化T。例如，邏輯檢測電路42在檢測到第一比較信 號〇6*_曰或第二比較信號〇6*_6即輸出保護信號FA化T，或連續多個周期檢測到同一比較信 號時輸出保護信號FAULT。邏輯檢測電路42可W輸入時鐘信號CLK_TW供其進行時序控制。
[0076] 本實施例通過檢測在理想狀態下應當互補的兩路差分脈寬調制信號(D類放大器 脈寬調制電路的輸出信號），比較一路脈寬調制信號占空比與另一路脈寬調制信號的互補 信號的占空比之間的差值，在占空比的差值過大時，判斷由直流電流輸入到D類放大器中， 輸出保護信號FAULT對D類放大器進行保護，由此，可較小的功耗檢測D類放大器輸入信 號中是否包含直流電流，并為D類放大器提供保護。
[0077] 圖5是本發明實施例的直流電流檢測保護電路另一個優選實施方式的示意圖。如 圖5所示，直流電流檢測保護電路4包括占空比檢測電路41、第一比較器CMP1、第二比較器 CMP2、邏輯檢測電路42、復位電路43和闊值生成電路44。
[0078] 其中，占空比檢測電路41的電路結構與圖4相同，在此不再寶述。
[0079] 在本優選實施方式中，復位電路43與檢測輸出端det連接，用于復位電容C兩端電 壓。具體地，復位電路43包括第一電阻Rl、第二電阻R2、第Ξ開關S3和第四開關S4。其中，第 一電阻R1和第Ξ開關S3串聯連接在電源端vdd和檢測輸出端det之間，第二電阻R2和第四開 關S4串聯連接在檢測輸出端det和接地端之間。第Ξ開關S3和第四開關S4受控于復位信號 RST(在復位信號RST有效時）同時導通。在第Ξ開關S3和第四開關S4同時導通時，電容C可W 通過第一電阻R1和第二電阻R2與電源端vdd或接地端進行電荷交換，從而使得檢測輸出端 det的電壓被復位為初始值。該初始值由第一電阻R1和第二電阻R2的阻值決定。優選地，為 了便于電路設計，可W將第一電阻R1與第二電阻R2的阻值設置為相等。
[0080] 邏輯檢測電路42每隔預定檢測周期輸出復位信號RST控制復位電路43進行復位操 作，并在預定時間段內（例如包括連續1000個檢測周期的時間段)檢測到接收到第一比較信 號Det_a的周期數大于保護闊值輸出所述保護信號FA化T或在預定時間段內檢測到接收到 第二比較信號Det_b的周期數量大于保護闊值時輸出保護信號FA化T。也就是說，邏輯檢測 電路42在每隔預定檢測周期（例如1ms的檢測周期）內監控是否接收到第一比較信號Det_a (表征Vouta的占空比大于Voutb的占空比）或第二比較信號Det_b(表征Vouta的占空比小于 Vou憂的占空比），記錄結果并進行復位，在下一個周期再次監控比較結果。如果在1000個檢 測周期的時間段內（1S的時間內），有大于保護闊值(例如，800)的數量的周期中均接收到了 第一比較信號Det_a，則說明第一輸出信號Vouta的占空比持續地大于第二輸出信號Voutb 的占空比，存在正的直流電流，需要進行保護。或者，如果在1000個檢測周期的時間段內（IS 的時間內），有大于保護闊值(例如，800)的周期中均接收到了第二比較信號Det_b，則說明 第一輸出信號Vouta的占空比持續地小于第二輸出信號Voutb的占空比，存在負的直流電 流，需要進行保護。
[0081] 可選地，邏輯檢測電路42還可W依據不同的判定規則來輸出保護信號FA化T，例 如，邏輯檢測電路42可W用于每隔預定檢測期輸出復位信號RST控制所述復位電路進行復 位操作，并在連續M(M大于等于2)個檢測周期均檢測到第一比較信號時輸出保護信號 FA化T，或者，在連續Μ個檢測周期均檢測到第二比較信號時輸出保護信號FAULT。也就是說， 邏輯檢測電路42在每隔預定檢測周期（例如1ms的周期）內監控是否接收到第一比較信號 Det_a(表征Vouta的占空比大于Voutb的占空比）或第二比較信號Det_b(表征Vouta的占空 比小于Vou憂的占空比），記錄結果并進行復位，在下一個周期再次監控比較結果。如果連續 多個周期均接收到第一比較信號Det_a，則說明第一輸出信號Vouta持續地大于第二輸出信 號Voutb,存在正的直流電流，需要進行保護。如果連續多個周期均接收到第二比較信號 Det_b，則說明第二輸出信號Voutb持續地大于第一輸出信號Vouta，存在負的直流電流，需 要進行保護。
[0082] 為了保證復位精度，充放電控制電路41c(圖中未示出）需要根據復位信號RST控制 充電支路和放電支路同時工作。為了實現在檢測周期內根據第一脈寬調制信號Vpwma和第 二脈寬調制信號Vpwmb控制充放電，而在檢測周期初始或檢測周期末尾根據復位信號控制 充電電路41a和放電電路4化均停止工作，充放電控制電路41c可W采用如圖6所示的邏輯電 路實現。充放電控制44電路包括第一非口化、第二非口師、第一與非口 NANDa、第二與非口 NANDb、第一或非口NORa和第二或非口NORb。其中，第一非口化輸入第二脈寬調制信號 化wmb。第一與非口 NANDa的一個輸入端輸入第一脈寬調制信號化wma，另一個輸入端與第一 非口化的輸出端連接。第二非口師輸入第一脈寬調制信號化麗1日。第二與非口 NAN抓的一個 輸入端輸入第二脈寬調制信號化wmb，另一個輸入端與第二非口 Nb的輸出端連接。第一或非 口NORa的一個輸入端輸入復位信號RST，另一個輸入端與第一與非口NANDa的輸出端連接。 第一或非口 NORa輸出充電支路的控制信號Q1。第二或非口 NORb的一個輸入端輸入復位信號 RST，另一個輸入端與第二與非口NAN抓的輸出端連接。第二或非口NORb的輸出放電支路的 控制信號Q2。
[0083] 圖6所示的充放電控制電路的真值表如下表所示：
[0084]
[0085] 由此，充放電控制電路41c可W在復位信號RST無效時（為1時)根據第一脈寬調制 信號化wma和第二脈寬調制信號化wmb所表示的信號幅度大小(也即，脈寬調制信號的占空 比）來控制充電或放電或同時充放電，而在復位信號RST有效時（為0時)無論輸入信號如何 控制進行同時充放電。
[0086] 當然，本領域技術人員容易理解，在輸入信號改變或為了適應于復位信號、充電支 路的控制信號Q1和放電支路的控制信號Q2的有效電平的變化，所述充放電控制電路可W采 用其它的邏輯數字電路結構來實現。
[0087] 由此，通過復位電路43和邏輯檢測電路42配合實現對于直流電流的檢測。由于邏 輯檢測電路42按照檢測周期來對第一比較信號和第二比較信號進行檢測，因此，適于采用 數字電路實現。同時，充放電控制電路41c也適于采用數字電路實現，其優選與所述邏輯檢 測電路42集成為一體。而電路的其它部分適于采用模擬電路實現。圖5所示電路采用數字模 擬混合電路的設計，由此，可W有利于減小電路規模，減小電路在集成電路忍片上占用的面 積，同時，可W有效避免錯誤的檢測，增強抗干擾性。
[008引優選地，提供到比較器CMP巧PCMP2的第一闊值Vref a和第二闊值化e扎可W由闊值 生成電路44提供。闊值生成電路44包括第Ξ電阻R3、第四電阻R4和第五電阻R5，S者串聯在 電源端vdd和接地端之間。其中，第Ξ電阻R3連接在電源端vdd和第一闊值輸出端a之間。第 四電阻R4連接在第一闊值輸出端a和第二闊值輸出端b之間。第五電阻R5連接在第二闊值輸 出端b和接地端之間。由此，通過設置Ξ個電阻的阻值比例，可W調節第一闊值輸出端輸出 的第一闊值化ef a和第二闊值輸出端輸出第二闊值化e扎。優選地，為了便于電路的設計，Ξ 個電阻的阻值設置為相同。將闊值生成電路、充電支路、放電支路W及復位電路采用相同的 電源端vdd使得對應的電壓均與電源端電壓成比例，可w使得電路的所有參數隨同一個電 源端電壓變化，不會由于電源端電壓的變化而產生檢測偏差，從而有利于提高電源抑制比 性能。SRR)。
[0089] W上所述僅為本發明的優選實施例，并不用于限制本發明，對于本領域技術人員 而言，本發明可W有各種改動和變化。凡在本發明的精神和原理之內所作的任何修改、等同 替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
【主權項】
1. 一種直流電流檢測保護電路，適用于D類放大器，所述D類放大器用于將差分輸入信 號轉換為第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號后放大，所述直流電流檢測保護電路包 括： 占空比差值檢測電路，用于檢測所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號的占空比 差值，在檢測輸出端輸出表征所述占空比差值的檢測電壓； 第一比較器，用于在所述檢測電壓大于第一閾值時輸出第一比較信號； 第二比較器，用于在所述檢測電壓小于第二閾值時輸出第二比較信號； 邏輯檢測電路，用于根據至少一個預定檢測周期內的所述第一比較信號和所述第二比 較信號輸出保護信號。2. 根據權利要求1所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，所述占空比差值檢測電 路包括： 電容，連接在檢測輸出端和接地端之間； 充電支路，與所述檢測輸出端連接，用于受控向所述電容充電； 放電支路，與所述檢測輸出端連接，用于受控從所述電容放電；以及， 充放電控制電路，用于控制所述充電支路在所述第一脈寬調制信號的電平大于第二脈 寬調制信號的電平時充電，同時控制所述放電支路在所述第一脈寬調制信號的電平小于第 二脈寬調制信號的電平時放電。3. 根據權利要求2所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，所述充電支路包括相互 串聯的第一電流源和第一開關； 所述放電支路包括相互串聯的第二電流源和第二開關； 其中，所述第一開關受控導通以控制所述充電電路充電，所述第二開關受控導通以控 制所述放電支路放電。4. 根據權利要求3所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，在所述第一脈寬調制信 號和所述第二脈寬調制信號的電平相等時，所述充放電控制電路控制所述第一開關和所述 第二開關均導通;或者， 在所述第一脈寬調制信號和所述第二脈寬調制信號的電平相等時，所述充放電控制電 路所述第一開關和所述第二開關均關斷。5. 根據權利要求2所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，還包括： 復位電路，與所述檢測輸出端連接，用于復位所述電容； 其中，所述邏輯檢測電路用于每隔預定檢測周期輸出復位信號控制所述復位電路進行 復位操作，并在預定時間段內檢測到第一比較信號的周期數大于保護閾值輸出所述保護信 號或在預定時間段內檢測到第二比較信號的周期數量大于保護閾值時輸出所述保護信號。6. 根據權利要求2所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，還包括： 復位電路，與所述檢測輸出端連接，用于復位所述電容； 其中，所述邏輯檢測電路用于每隔預定檢測期輸出復位信號控制所述復位電路進行復 位操作，所述邏輯檢測電路在連續Μ個檢測周期均檢測到第一比較信號時輸出所述保護信 號，或者，所述邏輯電路在連續Μ個檢測周期均檢測到第二比較信號時輸出所述保護信號，Μ 為大于2的整數。7. 根據權利要求5或6所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，所述復位電路包括： 第一電阻和第三開關，串聯連接在電源端和檢測輸出端之間； 第二電阻和第四開關，串聯連接在檢測輸出端和接地端之間； 其中，所述第三開關和所述第四開關受控于復位信號同時導通。8. 根據權利要求5或6所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，所述充放電控制電 路根據復位信號控制所述充電支路和所述放電支路同時工作。9. 根據權利要求8所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，充放電控制電路包括： 第一非門，輸入所述第二脈寬調制信號； 第一與非門，一個輸入端輸入所述第一脈寬調制信號，另一個輸入端與所述第一非門 的輸出端連接； 第二非門，輸入所述第一脈寬調制信號； 第二與非門，一個輸入端輸入所述第二脈寬調制信號，另一個輸入端與所述第二非門 的輸出端連接； 第一或非門，一個輸入端輸入所述復位信號，另一個輸入端與所述第一與非門的輸出 端連接，輸出充電支路的控制信號； 第二或非門，一個輸入端輸入所述復位信號，另一個輸入端與所述第二與非門的輸出 端連接，輸出放電支路的控制信號。10. 根據權利要求1所述的直流電流檢測保護電路，其特征在于，還包括閾值生成電路， 所述閾值生成電路包括： 第三電阻，連接在電源端和第一閾值輸出端之間； 第四電阻，連接在所述第一閾值輸出端和第二閾值輸出端之間； 第五電阻，連接在所述第二閾值輸出端和接地端之間； 其中，所述第一閾值輸出端輸出所述第一閾值，第二閾值輸出端輸出所述第二閾值。11. 一種D類放大器，包括： 積分電路，用于輸入差分信號輸出修正后的差分信號； 脈寬調制電路，用于分別輸入修正后的差分信號生成第一脈寬調制信號和第二脈寬調 制信號； 驅動功率級電路，用于分別放大所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號；以及， 如權利要求1-10中任一項所述的直流電流檢測保護電路，與所述驅動功率級電路連 接； 其中，所述驅動功率級電路在接收到所述保護信號后切換為無輸出狀態或高阻狀態。
【文檔編號】H03F1/52GK106059513SQ201610371454
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年5月30日
【發明人】朱華平, 許江平, 嚴宇, 嚴一宇, 吳其昌
【申請人】矽力杰半導體技術(杭州)有限公司