一種低噪聲高輸出電阻的跨導放大器的制造方法
【專利摘要】一種低噪聲高輸出電阻的跨導放大器，設有晶體管M1、M2、M3，電感Lm、Lg，電容Cd、Cb、電阻R1和R2。輸入信號連接M1柵極，源極接地，偏置經R1加在M1柵極，M1漏極與M3源極、Cd和Lm的一端連接，Cd和Lm的另一端分別連接M2柵極和源極，M2源極與Cb的一端連接，Cb的另一端接地，R2在Vdd與M2的柵極之間，Lg在M2的漏極與Vdd之間，M2漏極連接M3柵極，M3漏極為電流輸出端。由于引入反饋，加在M3柵源間的電壓得到增強，提高了等效跨導，輸出電阻升高，而由M3引入的噪聲被抑制。本發明同時具有高跨導、高輸出電阻和低噪聲等特點，使其適合毫米波低噪聲放大器等應用場合。
【專利說明】
-種低噪聲高輸出電阻的跨導放大器
技術領域
[0001] 本發明設及毫米波電路中的放大器，尤其是一種低噪聲高輸出電阻的跨導放大 器，采用CMOS工藝，在毫米波電路中具有較大優勢，設計結構簡單，可使放大器同時獲得低 噪聲及高增益特性，在具有與傳統放大器相同的噪聲與增益性能時，能極大地降低放大器 的功耗。
【背景技術】
[0002] 在毫米波低噪聲放大器中，一方面希望其自身噪聲系數盡量低，W對接收鏈路的 噪聲貢獻最小，另一方面也希望其具有很高的增益W抑制后級電路的噪聲影響。放大器的 電壓增益可由跨導與輸出結點阻抗的乘積表示，其中輸出結點阻抗既與負載阻抗有關，也 與放大器自身輸出阻抗有關。當采用電感電容諧振負載時，由于電感在毫米波頻段品質因 數(Q值)較高，其等效并聯電阻較大，輸出結點阻抗往往取決于放大器的輸出電阻。因而，對 毫米波放大器的要求是噪聲低、跨導高和輸出電阻高。
[0003] 毫米波低噪聲放大器通常采用的結構包括共源(CS)、共源共柵(cascode)W及電 流復用共源-共源結構等。運幾種結構各具優勢與劣勢:CS結構見圖1，它具有一定的跨導且 噪聲最低，但在深亞微米CMOS工藝中，由溝道長度調制引入的輸出電阻很低，限制了其電壓 放大能力;Cascode結構見圖2,它由共源管與共柵管堆疊構成，Lm用于調諧掉中間結點的寄 生電容，相比CS，Cascode的輸出電阻高很多，并且在柵極反饋電感的作用下其跨導可接近 CS結構的跨導，但共柵管引入的噪聲很高，較大地惡化了噪聲系數，并且其還存在潛在不穩 定的問題；電流復用共源-共源結構見圖3,它的兩個共源管復用同一路電流，Lm也用于調諧 掉中間結點的寄生電容，由于兩個共源管的級聯放大，其跨導可高于其它結構，噪聲性能在 CS與cascode之間，但與CS結構一樣，其輸出電阻很小，依然限制了它能獲得的電壓增益。
【發明內容】
[0004] 本發明的目的是為克服現有技術之不足，提供一種低噪聲高輸出電阻的跨導放大 器，采用的技術方案是：
[0005] -種低噪聲高輸出電阻的跨導放大器，其特征在于:設有共源晶體管Ml、正反饋晶 體管M2、輸出晶體管M3、級間調諧電感Lm、柵極反饋電感Lg、隔直電容Cd、旁路電容CbW及偏置 電阻Ri和R2,其中，隔直電容Cd與旁路電容Cb均自諧振在工作頻率上，偏置電阻Ri和化用于阻 止交流信號流過;輸入信號Vin連接共源晶體管化的柵極和偏置電阻Ri的一端，偏置電阻Ri 的另一端連接直流偏置電壓Vg，共源晶體管化的源極接地，共源晶體管化的漏極與輸出晶體 管M3的源極、隔直電容Cd的一端W及級間調諧電感Lm的一端連接在一起，隔直電容Cd的另一 端連接偏置電阻R2的一端和正反饋晶體管M2的柵極，級間調諧電感Lm的另一端連接正反饋 晶體管M2的源極和隔直電容Cd的一端，隔直電容Cd的另一端接地，正反饋晶體管M2的漏極連 接輸出晶體管M3的柵極和柵極反饋電感Lg的一端，柵極反饋電感Lg的另一端和偏置電阻R2 的另一端均連接直流電源Vdd，輸出晶體管M3的漏極為電流輸出端;共源晶體管化、正反饋晶 體管M2和輸出晶體管M3均為NMOS管。
[0006] 上述電阻跨導放大器電路中還可W增設兩個電感Lgi和Ls，電感Lgi的兩端分別連接 輸入信號Vin和共源晶體管Ml的柵極，電感Ls的兩端分別連接共源晶體管Ml的源極和接地 玉山 乂而。
[0007] 上述電阻跨導放大器電路中所有的電感和電容采用片外或片上元件實現，所有的 NM0S管均可W替換為雙極晶體管或M0S管與雙極晶體管混合使用。
[000引本發明的優點及顯著效果：
[0009] (1)在毫米波放大器設計中，如何同時取得低噪聲和高增益一直是設計難題。在現 有設計中噪聲的降低與增益的提高主要是通過功耗來換取，并且噪聲與增益的改善往往相 矛盾，按照之前的分析，傳統的結構無法同時具有低噪聲與高增益。本發明采用電流復用的 正反饋跨導結構，能夠同時具有較低的噪聲與較高的增益性能。相比傳統的結構，它們能夠 獲得的最小噪聲系數NFmin(在60G化附近），見圖5。
[0010] (2)使用本發明跨導放大器，可W在獲得與傳統結構相當的噪聲和增益性能時，極 大降低放大器的功耗。比如采用此結構的一個Ξ級級聯60GHz低噪聲放大器，在具有14.9地 的增益和5.7地的噪聲系數時，其功耗僅為9.6mW，而相關文獻中報道的指標接近的電路功 耗達到了 24mW。
【附圖說明】
[0011] 圖1是傳統共源結構的電路原理圖；
[0012] 圖2是傳統共源共柵結構的電路原理圖；
[0013] 圖3是傳統電流復用共源-共源結構的電路原理圖；
[0014] 圖4是本發明跨導放大器的電路原理圖；
[0015] 圖5是傳統共源結構、傳統共源共柵結構、傳統電流復用共源-共源結構及本發明 跨導放大器能獲得的最小噪聲系數NFmin曲線化60GHz附近)比較；
[0016] 圖6是圖4中跨導放大器的小信號等效電路；
[0017] 圖7是圖4中跨導放大器的輸出電阻分析電路。
[0018] 圖8是圖4中跨導放大器的噪聲分析電路。
【具體實施方式】
[0019] 本發明中跨導放大器最佳性能的獲得需要通過仔細選擇每個元件的參數值來實 現。
[0020] 參看圖4,本發明低功耗低噪聲高增益的跨導放大器，設有共源晶體管Ml、正反饋 晶體管M2、輸出晶體管M3、級間調諧電感Lm、柵極反饋電感Lg、隔直電容Cd、旁路電容Cb與偏置 電阻Ri和R2。其中，隔直電容Cd與旁路電容Cb均自諧振在工作頻率上，在交流分析時可將它 們忽略;偏置電阻Ri和R2用于阻止交流信號流過，其典型值在10K歐姆量級。輸入信號與Ml的 柵極相連，化的源極接地，其直流偏置電壓通過Ri加在其柵極，Ml的漏極同時與M3的源極、Cd 的一端和Lm的一端連接。Cd和Lm的另一端分別連接M2的柵極和源極，M2的源極也與Cb的一端 連接，Cb的另一端接地。電阻R2在直流電源Vdd與M2的柵極之間為M2柵極提供偏置。電感Lg連 接在M2的漏極與電源Vdd之間，同時M2的漏極連接M3的柵極，把M3的漏極作為電流輸出端，并 通過外部電感最終也連接到電源Vdd上。
[0021] 共源晶體管Ml將輸入的射頻電壓信號轉換成射頻交流電流，此電流在Ml的漏極產 生與輸入電壓反相的交流電壓;在化的漏極節點，電感Lm與該節點的總電容諧振在工作頻率 上，而正反饋晶體管M2的漏極電壓與化的漏極電壓反相，運兩個電壓分別作用于輸出晶體管 M3的柵極與漏極，增強了 M3的柵源電壓，吸引更多的射頻電流流入其源極并最終流向輸出 端，進而獲得較高的等效跨導。
[0022] 在輸出晶體管M3的漏極加入一個正的電壓，M3的源極電位也隨著升高，運個電壓同 時加在M2的柵極上，經M2放大后在M2的漏極產生負的電壓，降低了 M3柵極的電位，也使M3的漏 極電流減小，運種反饋作用使得其具有極高的輸出電阻。
[0023] 在本發明跨導放大器中，存在Ξ個晶體管Ml~M3,它們都產生噪聲。Ml的噪聲可按 傳統共源晶體管的噪聲分析方法分析。由于化與M2本質上是級聯關系，M2的噪聲很大程度地 被化的增益所抑制。對于M3,將其內部噪聲源用一個串聯電壓源與一個并聯電流源等效到其 柵極，無論是串聯電壓源還是并聯電流源使得M3柵極電位升高時，其源極電位也即M2的柵極 電位也隨之升高，而M2的漏極電位下降，使M3的柵極電位最終返回平衡值，即M3的噪聲被電 路本身的反饋作用所抑制，使得整個跨導器的噪聲系數接近電流復用共源-共源結構或共 源結構的噪聲系數。
[0024] 在Ml的柵極和源極還可W增設兩個電感Lgi和Ls，Lgi的兩端分別連接輸入端和化的 柵極，Ls的兩端分別連接化的源極和地。當運種跨導放大器用于低噪聲放大器的第一級時， Lgi和Ls可W幫助實現輸入端的阻抗匹配，而不影響之前的分析。
[0025] 上述電路結構中流過M2與M3的直流電流之和等于Ml的直流電流，起正反饋作用的 M2復用了一部分Ml的直流電流，因此稱其為電流復用的正反饋放大器結構。下面描述其設計 優化過程。首先Ml尺寸的確定取決于工作頻段和前級需要的負載阻抗值，由于本跨導放大 器的輸入阻抗為容性，通常需要前級的輸出端帶有電感從而達到諧振，當此跨導放大器作 為低噪聲放大器初級時，需要加入源極退化電感W滿足阻抗匹配要求，按照傳統的設計方 法即可確定化的尺寸。在圖4中，M2和M3的柵源電壓相同且均設為Vgs，而它們的漏極電流之和 等于化的漏極電流Idi，因此：
[0026] (1)
[0027] 上式中μη和Cox為工藝常數，Le為有效溝道長度，W2和化分別為M2和M3的寬度，Vth為 闊值電壓。令1( = ynCox/Le，則^fc和13的跨導抑2和抑3可表示為：
[002引 gm2 = KW2(VGS-VTH) (2)
[0029] gm3 = KW3(VGS-VTH) (3)
[0030] 可W看出M2和M3的跨導之比等于其寬度之比。將W上兩式代入式（1)得到：
[0031] (4)
[0032] 根據W上各式，可求解出抑2和抑3分別為：
[0033] (5)
[0034]
(6)
[0035] 圖4結構的小信號等效電路參看圖6,其中由于Cb和Cd都自諧振在工作頻率上，因而 沒有考慮，圖中的Cgsi至Cgs3分別為Ml至M3的柵源電容，rdsi和rds2分別為Ml和M2的漏極輸出電 阻，由溝道長度調制引入，Rm和Rg分別為Lm和Lg的等效并聯電阻，由有限的電感Q值引入。下 面計算其等效跨導geq，即輸出電流iout與輸入電壓Vin的比值。令Rdl = Rm//rdsl，Rd2 = Rg// rds2。由圖6得到：
[0036]
[0037] 為簡化上式，運里做Ξ個假設:①、gm2Rd2 > > 1，即M2的增益遠大于1 ;②、ω 〇Cgs2 = 1/ ( w oLm) < < 抑2 二 W TCgs2和 W oCgs3 二 1/ ( W oLg) < <gm3 二 W TCgs3 , W。和 W Τ分力[J為工作角頻 率和晶體管截止角頻率;③、gm2>gm3,運樣j ω 0Cgs3與gm2相加時可被忽略。由W上假設得到：
[0038]
(8)
[0039] 當Ml的尺寸及偏置條件確定后，為了使geq最大，即geq趨近于Ml的跨導gml，需要使 gm2抑濁dlRd2最大。Rdl是Ml漏極輸出電阻rdsl和Lm等效并聯電阻Rm的并聯值，為獲得較高的偏 置電流而電壓消耗較小，化的寬度巧1一般較大，使'<131較小，典型值為100-200〇，而^的典型 值為l(K)pH，Q值為20,其等效并聯電阻Rm為750 Ω，可假定Rdl主要由rdsl決定，當Ml確定后其 值保持不變。Rd2是M2漏極輸出電阻rds2和Lg等效并聯電阻Rg的并聯值，由于M2的寬度W淑小， 運兩個電阻可相比擬。當Lg的品質因數Q恒定時，Rg與Lg成正比，而Lg與Cgs3的乘積恒定（諧振 在ω。），因而Rg與Cgs3或化成反比，設其比例系數為ajds2由M2的溝道長度調制引入，它與W2成 反比，設其比例系數為β。根據W上的假設可寫出：
[004引其中，λ為溝道長度調制系數，而a = ：3Q/2 0心(：。。0 = 2/1((>05-'\%)2人。由上式可確 定M3和M2的寬度之比，而寬度的絕對值需根據工作頻段進一步確定，寬度值之和化+W3要結 合電路的直流工作點，其最小值應確保Ml仍然工作在飽和區。Lm和Lg可根據上面的假設②確 定。最后，由于隔直電容Cd與旁路電容Cb均自諧振在工作頻率上，它們的值由工藝決定。至 此，電路中的所有元件參數已被決定，式（13)說明運時其具有跨導最大值，下面說明同樣條 件下放大器的輸出電阻與噪聲特性都處在最優狀態。
[0049] 參看圖7,為得到放大器的輸出電阻，在圖4輸出端加一個正電壓源VI，運時M3漏極 電壓為正，致使M3漏極電流增大，根據圖中標注的各點電壓極性，得到M3柵極電壓降低，抑制 了其漏極電流增大，因而提高了其輸出電阻。由于此反饋環路中形成電壓負反饋，當開環增 益最高時反饋最強，輸出電阻最高，而其開環增益為抑2gm3RuRd2,因而同樣滿足式（13)時其 輸出電阻取最大值。
[0050] 放大器的噪聲主要由Ξ個晶體管產生，其中共源管Ml的貢獻最大，其產生的噪聲 可由傳統共源結構的設計方法優化，而M2與化形成電流復用的級聯結構，其噪聲被Ml的增益 抑制，在輸出端不形成主要影響。下面分析M3的噪聲貢獻，為此，將其內部噪聲源等效為柵 極串聯電壓源與并聯電流源。參見圖8,當噪聲在其柵極產生一個正的電壓增量時，各點電 壓的符號如圖中所標注，運時由于反饋作用最終導致其柵極電壓下降，噪聲得到抑制，同樣 運里的開環增益也為抑2gm3RdlRd2,同樣滿足式（13)時M3對噪聲的貢獻最小。運時本跨導放大 器結構的最小噪聲系數NFmin與電流復用共源-共源結構接近，并且僅略高于共源結構，參見 圖5,證明其適合于低噪聲尤其是毫米波頻段的低噪聲放大器應用。
[0051] 根據W上分析，由于反饋的引入，本發明中的跨導放大器結構可同時滿足較高跨 導，高輸出電阻和較低噪聲的要求，是比較理想的跨導結構。將其與傳統的共源、共源共柵 及電流復用共源-共源結構的跨導、輸出電阻和噪聲性能按優、中、差作比較，見下表。 「0化 21
[0053]本發明中的元件均可采用忍片上或忍片外形式，并不影響本發明的使用。電路中 所用所有M0S管均可替換為雙極晶體管，也可M0S管與雙極晶體管混合使用，電路實現功能 不變。
【主權項】
1. 一種低噪聲高輸出電阻的跨導放大器，其特征在于:設有共源晶體管％、正反饋晶體 管M 2、輸出晶體管M3、級間調諧電感Lm、柵極反饋電感1^、隔直電容Cd、旁路電容Cb以及偏置電 阻辦和辦，其中，隔直電容Cd與旁路電容C b均自諧振在工作頻率上，偏置電阻辦和辦用于阻止 交流信號流過;輸入信號Vin連接共源晶體管施的柵極和偏置電阻心的一端，偏置電阻心的 另一端連接直流偏置電壓Vg，共源晶體管施的源極接地，共源晶體管施的漏極與輸出晶體管 M3的源極、隔直電容Cd的一端以及級間調諧電感Lm的一端連接在一起，隔直電容Cd的另一端 連接偏置電阻R 2的一端和正反饋晶體管此的柵極，級間調諧電感。的另一端連接正反饋晶 體管M2的源極和隔直電容Cd的一端，隔直電容Cd的另一端接地，正反饋晶體管跑的漏極連接 輸出晶體管M 3的柵極和柵極反饋電感1^的一端，柵極反饋電感1^的另一端和偏置電阻心的 另一端均連接直流電源Vdd，輸出晶體管M 3的漏極為電流輸出端并通過外部電感最終也連接 到電源Vdd上，共源晶體管Ml、正反饋晶體管M2和輸出晶體管M3均為NMOS管。2. 根據權利要求1所述的低噪聲高輸出電阻的跨導放大器，其特征在于:增設兩個電感 LgjPLs，電感Lgl的兩端分別連接輸入信號Vin和共源晶體管施的柵極，電感L s的兩端分別連 接共源晶體管施的源極和接地端。3. 根據權利要求1或2所述的低噪聲高輸出電阻的跨導放大器，其特征在于： 所說跨導放大器電路中所有的電感和電容采用片外或片上元件實現;所說跨導放大器 電路中的所有NMOS管均能夠替換為雙極晶體管或MOS管與雙極晶體管混合使用。
【文檔編號】H03F1/26GK106059505SQ201610447515
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年6月20日
【發明人】李智群, 王沖, 李芹, 王志功
【申請人】東南大學