可變濾波電路及無線通信裝置的制造方法
【專利摘要】本發明的濾波電路(10)具有：連接在端口(P1?P2)之間的串聯臂(11)；包括串聯連接在端口(P1?P3)之間的諧振器(Re_p1)的并聯臂(12)，以及包括串聯連接在端口(P2?P3)之間的諧振器(Re_p2)的并聯臂(13)。串聯臂(11)包括連接在端口(P1?P2)之間的第一電感(Ls1)，并聯臂(12、13)包括與諧振器(Re_p1、Re_p2)串聯連接的可變電容(Cs_p1、Cs_p2)。
【專利說明】
可變濾波電路及無線通信裝置
技術領域
[0001]本發明涉及可變濾波電路、以及具有可變濾波電路的無線通信裝置。
【背景技術】
[0002]現有的可變濾波電路中，相對于SAW諧振器、BAW諧振器等的諧振器，通過并聯和串聯可變電容來構成基本電路，從而形成為組合了多級該基本電路的梯形電路(參照專利文獻I)。在該可變濾波電路中，通過對與諧振器并聯連接的可變電容的控制來分別調整各個基本電路的反諧振頻率，利用對與諧振器并聯連接的可變電路和與諧振器串聯連接的可變電容這兩者的控制來分別調整各個基本電路的諧振頻率，由此將所希望的頻帶作為通頻帶。
現有技術文獻專利文獻
[0003]專利文獻1:特許第4053504號
【發明內容】
發明所要解決的問題
[0004]現有的可變濾波電路雖然能夠利用對可變電容的控制來調整通頻帶，但是很難得到所希望的衰減特性。具體而言，很難在通頻帶的高頻側附近得到急劇的衰減特性。另外，由于將2個可變電容連接至I個諧振器來使通頻帶的頻率為可變，所以在設置η個諧振器的情況下，需要2Χη個可變電容，導致可變電容的總數變多，從而造成電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。
[0005]因此，本發明的目的在于提供一種可變濾波電路，較易在通頻帶的高頻側附近得到急劇的衰減特性，即使進行多級化，也較難造成電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。
解決技術問題所采用的技術方案
[0006]本發明的可變濾波電路具有:連接在第一輸入輸出端與第二輸入輸出端之間的串聯臂;包括串聯連接在所述第一輸入輸出端與接地連接端之間的諧振器的第一并聯臂；以及包括串聯連接在所述第二輸入輸出端與所述接地連接端之間的諧振器的第二并聯臂。
[0007]所述串聯臂包括串聯連接在所述第一輸入輸出端與所述第二輸入輸出端之間的第一電感。通過適當地調整該第一電容的電容值，能夠在通頻帶的高頻側附近得到急劇的衰減特性。
[0008]所述第一并聯臂及所述第二并聯臂分別包括與所述諧振器串聯連接的可變電抗。通過控制可變電抗，在維持提高了通頻帶的高頻側附近的衰減特性的急劇程度的狀態下，能夠調整通頻帶的高頻側的截止頻率。
[0009]而且，在上述可變濾波電路中，為了增加濾波的衰減特性的急劇性，逐一追加串聯臂和并聯臂，也可以將所追加的串聯臂的一端連接至第一輸入輸出端或者第二輸入輸出端，將所追加的并聯臂連接至該串聯臂的另一端。因此，即使在利用η級的串聯臂來構成可變濾波電路的情況下，由于并聯臂和可變電抗的總數為n+1個即可，所以相比于現有結構能夠抑制電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。
[0010]本發明所涉及的可變濾波電路優選還包括與所述諧振器分別串聯連接的第二電感(下面稱為串聯電感)。如上所述，若將串聯電感連接至諧振器，則將諧振器的諧振點調整至低頻側，擴大諧振點與反諧振點之間的頻率間隔。
[0011]另外，本發明所涉及的可變濾波電路優選還包括與所述諧振器分別串聯連接的第三電感(下面稱為并聯電感)。如上所述，若將并聯電感連接至諧振器，則將諧振器的反諧振點調整至高頻側，擴大諧振點與反諧振點之間的頻率間隔。
[0012]如上所述，若擴大了諧振器的諧振點與反諧振點之間的頻率間隔，則能夠擴大可利用對可變電抗的控制來調整的通頻帶的高頻側的截止頻率的可變范圍。
[0013]本發明所涉及的可變濾波電路可以構成為同時具有:與所述諧振器并聯連接的第三電感；以及與并聯連接所述諧振器和所述第三電感的電路串聯連接的第二電感。另外，也可以構成為同時包括:與所述諧振器串聯連接的第二電感；以及與串聯連接所述諧振器和所述第二電感的電路并聯連接的第三電感。由此，若改變第二電感(串聯電感)和第三電感(并聯電感)的連接結構，則能夠調整通頻帶的高頻側的截止頻率的可變范圍，能夠使通頻帶的高頻側附近的衰減特性更為急劇。
[0014]另外，本發明所涉及的可變濾波電路優選還包括將所述并聯電感的連接狀態切換成導通或截止的開關。由此，通過切換并聯電感的連接狀態來改變通過特性。
[0015]本發明所涉及的可變濾波電路可構成為還包括:所述第一并聯臂和所述第二并聯臂分別并聯連接至所述諧振器的第三電感(并聯電感)，所述第一并聯臂包括與所述諧振器串聯連接的第二電感(串聯電感)，所述第二并聯臂中省去了與所述諧振器串聯連接的第二電感(串聯電感)。如上所述，相比于對第一并聯臂和第二并聯臂分別設置串聯電感和并聯電感的情況，能夠減小從第二并聯臂中省去了串聯電感這一部分的電路尺寸。而且，在此情況下，優選相比于所述第二并聯臂所包括的諧振器的諧振點和反諧振點，所述第一并聯臂所包括的諧振器的諧振點和反諧振點位于高頻側。另外，優選所述第二并聯臂所包括的并聯電感的電感值小于所述第一并聯臂所包括的并聯電感的電感值。于是，即使從第二并聯臂省去了串聯電感，也能夠抑制可變濾波電路中的濾波特性的大幅度的劣化，能夠抑制截止頻率的可變范圍大幅度地變窄等。
[0016]另外，本發明所涉及的可變濾波電路可構成為包括:多個所述諧振器，以及從多個所述諧振器中選擇任意一個并使其與所述可變電抗進行串聯連接的選擇部。另外，也可以構成為包括多個第二電感或多個第三電感，并利用選擇部從諧振器中選擇任意一個并使其與可變電抗進行串聯連接的結構。在此情況下，通過使各個諧振器所對應的通信頻帶不同，能夠使可變濾波電路對應于多個通信頻帶，能夠利用對選擇部的控制來選擇通信頻帶。通常情況下，為了使可變濾波電路能對應于多個通信頻帶，需要設置與通信頻帶幾乎相同數量的并聯臂，但是如上所述，只要設置選擇部來選擇與可變電抗相連接的諧振器，則無需對每個通信頻帶單獨設置并聯臂，能夠在若干個通信頻帶中共用可變電抗。因此，能夠抑制可變電抗的總數，能夠抑制電路尺寸的大型化和可變電抗的控制的復雜化。
[0017]本發明所涉及的無線通信裝置優選具有:包括所述可變濾波電路的前置電路;天線；以及經由所述前置電路連接至所述天線的通信電路。尤其是，所述無線通信裝置中，優選所述通信電路對應于多個通信頻帶，在至少一個并聯臂中沒有所述可變電抗的情況下的反諧振點的頻率高于多個所述通信頻帶中最高頻側的通信頻帶的阻頻帶的高頻側的上限頻率。在至少一個并聯臂中沒有所述可變電抗的情況下的諧振點的頻率低于多個所述通信頻帶中最低頻側的通頻帶的阻頻帶的低頻側的下限頻率。
[0018]需要分別對通信電路所對應的多個通信頻帶設置阻頻帶和通頻帶。如上所述，通過設定多個通信頻帶與各個并聯臂的諧振點、反諧振點之間的關系，能夠將可變濾波電路的通頻帶中的高頻側的截止頻率調整至通信電路所對應的多個通信頻帶各自的通頻帶的高頻側。另外，在使通信頻帶的阻頻帶位于通頻帶的高頻側附近的情況下，可變濾波電路相對于阻頻帶能夠獲得較大的衰減。
[0019]或者，所述無線通信裝置中，優選所述可變濾波電路包括分別與所述并聯臂的諧振器串聯連接的第二電感，所述通信電路對應于多個通信頻帶，在至少一個并聯臂中沒有所述可變電抗的情況下的副諧振點的頻率低于多個所述通信頻帶中最小的低頻側的通信頻帶的阻頻帶的低頻側的下限頻率。
[0020]若將串聯電感連接至諧振器，則在比諧振器的反諧振點更靠近高頻側出現諧振點(稱為副諧振點)。于是，在通過特性中，除了低頻側的第一通頻帶，在高頻側還產生了第二通頻帶。而且，在高頻側的第二通頻帶，通過控制可變電抗，能夠調整高頻側的截止頻率。而且，如上所述，通過設定多個通信頻帶和各個并聯臂的副諧振點之間的關系，能夠進行調整以使可變濾波電路的高頻側的第二通頻帶與通信電路所對應的多個通信頻帶的通頻帶相匹配。
發明效果
[0021]根據本發明，在通頻帶的高頻側附近能夠得到急劇的衰減特性，利用對可變電抗的控制，能夠調整通頻帶的高頻側的截止頻率。而且，即使在利用η級的串聯臂來構成可變濾波電路的情況下，由于可變電抗的總數為n+1個即可，所以相比于現有結構能夠抑制電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。
【附圖說明】
[0022]圖1是本實施方式I所涉及的可變濾波電路的電路圖。
圖2是說明構成實施方式I所涉及的可變濾波電路的第一電感的功能的特性圖。
圖3是說明構成實施方式I所涉及的可變濾波電路的可變電容的功能的特性圖。
圖4是本實施方式2所涉及的可變濾波電路的電路圖。
圖5是說明構成實施方式2所涉及的可變濾波電路的串聯電感的功能的特性圖。
圖6是說明構成實施方式2所涉及的可變濾波電路的第一電感的功能的特性圖。
圖7是說明構成實施方式2所涉及的可變濾波電路的可變電容的功能的特性圖。
圖8是本實施方式3所涉及的可變濾波電路的電路圖。
圖9是說明構成實施方式3所涉及的可變濾波電路的并聯電感和串聯電感的功能的特性圖。
圖10是說明構成實施方式3所涉及的可變濾波電路的第一電感和可變電容的功能的特性圖。
圖11是變形例所涉及的可變濾波電路的電路圖。 圖12是本實施方式4所涉及的可變濾波電路的圖。
圖13是本實施方式4所涉及的可變濾波電路的特性試驗的結構的圖。
圖14是本實施方式5所涉及的可變濾波電路的電路圖。
圖15是本實施方式6所涉及的可變濾波電路的電路圖。
圖16是模式地說明本實施方式6所涉及的可變濾波電路的功能的特性圖。
圖17是本實施方式7所涉及的無線通信裝置的電路圖。
圖18是本實施方式7所涉及的可變濾波電路的電路圖。
圖19是說明構成實施方式7所涉及的可變濾波電路的開關的功能的特性圖。
【具體實施方式】
[0023]下面，參照附圖舉出幾個具體的示例，示出了用于實施本發明的幾個實施方式。各圖中對相同部分附加相同標號。各實施方式是示例，毫無疑問地，可以將不同實施方式所涉及的結構進行局部置換或組合。
[0024](實施方式I)
圖1是表示本發明的實施方式I所涉及的濾波電路10的電路圖。
[0025]可變濾波電路10具有端口 Pl、P2、P3，串聯臂11，并聯臂12、13。端口 Pl是可變濾波電路10的第一輸入輸出端。端口 P2是可變濾波電路10的第二輸入輸出端。端口 P3是可變濾波電路1的接地連接端。串聯臂11串聯連接于端口 PI與端口 P2之間。并聯臂12串聯連接于端口 PI與端口 P3之間。并聯臂13串聯連接于端口 P2與端口 P3之間。
[0026]并聯臂11具有第一電感Lsl。第一電感Lsl設置于端口Pl和端口P2之間，其一端連接至并聯臂12的一端，其另一端連接至并聯臂13的一端。并聯臂12具有諧振器Re_pl和可變電容Cs_pl。可變電容Cs_pl相當于權利要求書中所記載的可變電抗，其一端連接至端口 P1。諧振器Re_pl的一端連接至端口 P3。可變電容Cs_pl的另一端和諧振器Re_pl的另一端相互連接。并聯臂13具有諧振器Re_p2和可變電容Cs_p2。可變電容Cs_p2相當于權利要求書中所記載的可變電抗，其一端連接至端口 P2 ο諧振器Re_p2的一端連接至端口 P3。可變電容Cs_pl的另一端和諧振器Re_P I的另一端相互連接。
[0027]能夠適當地設定第一電感Ls1、諧振器Re_p1、Re_p2以及可變電容Cs_pl、Cs_p2的元件值和特性。
[0028]在下面的說明中，除了將諧振器Re_pl和諧振器Re_P2同時設定為諧振點Mfr的頻率為約885MHz且反諧振點Mfa的頻率為約915MHz的表面彈性波諧振器以外，還將第一電感Ls I設為約8nHz的固定電感值。
[0029]圖2(A)是說明第一電感Lsl的功能的阻抗特性圖。圖2(A)中的虛線是諧振器Re_pl的單體的阻抗特性Iml。另外，圖2(A)中的實線是連接有第一電感Lsl的狀態下的諧振器Re_pi的阻抗特性Im2。
[0030]若比較設置有第一電感Lsl的阻抗特性Im2和省略了第一電感Lsl的阻抗特性Iml，則諧振點Mfr在頻率約885MHz是相同的，阻抗特性Iml中位于頻率約915MHz的反諧振點Mfa相比于阻抗特性Im2中的頻率915MHz發生了移動。而且，在阻抗特性Im2中，在諧振點Mfr的低頻側附近約為870MHz的頻率出現了副反諧振點Sfa。
[0031]因此，第一電感Lsl具有使并聯臂12的諧振器Re_pl中的反諧振點從諧振點Mfr的高頻側向著低頻側移動的功能。另外，第一電感Lsl對并聯臂13的諧振器Re_p2也具有相同的功能。
[0032]圖2(B)是說明第一電感Lsl的功能的通過特性圖。圖2(B)中的虛線是省略了第一電感Lsl和可變電容Cs_pl、Cs_p2而僅設置諧振器Re_pl、Re_p2的情況下的通過特性IL1。圖2(B)中的實線是省略了可變電容Cs_pl、Cs_p2而僅設置第一電感Lsl和諧振器Re_pl、Re_p2的情況下的通過特性IL2。
[0033]若比較設置了第一電感Lsl的通過特性IL2和省略了第一電感Lsl的通過特性ILl，則在位于比諧振點Mfr更靠近低頻側的通過特性IL2的通頻帶中通頻帶的高頻側附近的衰減特性比通過特性ILl要急劇。如上所述，這是因為在阻抗特性Im2中副反諧振點Sfa出現在諧振點Mfr的低頻側附近。另外，第一電感Lsl的電感值越大，則衰減特性更為急劇，第一電感Lsl的電感值越小，則衰減特性的衰減程度越具有平穩的傾向。
[0034]因此，通過設置第一電感Lsl，在位于比諧振點Mfr更靠近低頻側的通頻帶的高頻側附近，能夠提尚發減特性的急劇性。
[0035]圖3是說明并聯臂12中的可變電容Cs_pl的功能的通過特性圖。對圖3中的實線所示的可變濾波電路10的通過特性IL3、IL4、IL5進行設定，以使得可變電容Cs_pl的電容值不同。通過特性IL3中，可變電容Cs_pl為10.0??。通過特性11^4中，可變電容08_?1為2.5??。通過特性IL5中，可變電容Cs_pl為l.0pF。
[0036]此處，通過將可變電容Cs_pl的電容值控制在1.0pF?10.0pF之間，從而能夠將位于比諧振點Mfr更靠近低頻側的通頻帶的高頻側的截止頻率調整至15MHz左右(885?900MHz)的頻帶。具體而言，若將可變電容Cs_pl的電容值控制得較小，則能夠將通頻帶的高頻側的截止頻率調整至更靠近高頻側。若將可變電容Cs_pl的電容值控制得較大，則能夠將通頻帶的高頻側的截止頻率調整至更靠近低頻側。
[0037]但是，即使將可變電容Cs_pl的電容值控制得極小，無法將位于比諧振點Mfr更靠近低頻側的通頻帶的高頻側的截止頻率調整至超過規定的頻率(915MHz)而位于高頻側。更具體而言，通頻帶的高頻側的截止頻率的可變范圍被限制于沒有可變電容Cs_pl的情況下的諧振點Mfr和反諧振點Mfa直接按的頻帶、即大約30MHz(885?915MHz)以內。
[0038]此處，對并聯臂12中的可變電容Cs_pl的功能進行了說明，但是并聯臂13中的可變電容Cs_p2的功能也是相同的。
[0039]如上所述說明那樣的，在可變濾波電路10中，在設置了第一電感Lsl以在通頻帶的高頻側附近提高了衰減特性的急劇程度的狀態下，利用對可變電容Cs_pl、Cs_p2的控制，能夠調整通頻帶的高頻側的截止頻率。
[0040]在上述的可變濾波特性10中，為了進一步增大濾波器的衰減特性的急劇性，若增加構成濾波器的串聯臂、并聯臂的級數，則例如需要逐個追加例如新的串聯臂14和并聯臂15，將所追加的串聯臂14的一端連接至端口 PI或者端口 P2，并且將所追加的串聯臂14的另一端連接至并聯臂15。此時，可以將所追加的并聯臂15的可變電容Cs_p3替換成電容值不變化的固定電容。因此，即使在利用η級的串聯臂來構成可變濾波電路10的情況下，由于并聯臂和可變電容的總數最多為n+1個即可，所以相比于現有結構能夠抑制電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。本實施方式的可變濾波電路10也能夠設置n+1個并聯臂和η個串聯臂。[0041 ](實施方式2)
圖4是本實施方式2所涉及的可變濾波電路1A的電路圖。
[0042]可變濾波電路1A雖然與上述的實施方式I所涉及的結構幾乎相同，但是該可變濾波電路1A對并聯臂12、13追加了諧振器1^_?1、1^_?2及可變電容08_?1、08_?2從而具有串聯電感(第二電感)Ls_p 1、Ls_p2。串聯電感Ls_p I串聯連接在諧振器Re_p I與可變電容Cs_p I之間。串聯電感Ls_p2串聯連接在諧振器Re_p2與可變電容Cs_p2之間。
[0043]在下面的說明中，將串聯電感Ls_pl、Ls_p2分別設為大約50nH的固定電感值。其它的諧振器Re_p1、Re_p2、可變電容Cs_p1、Cs_p2、第一電感LsI等與實施方式I具有相同的元件值。
[0044]圖5(A)是說明串聯電感Ls_pl的功能的阻抗特性圖。圖5(A)中的虛線是諧振器Re_Pl的阻抗特性ImlA。另外，圖5(A)中的實線是連接有串聯電感Ls_pl的狀態下的諧振器Re_PI的阻抗特性Im2A。
[0045 ]若比較設置有串聯電感Ls_p I的阻抗特性Im2A和省略了串聯電感Ls_p I的阻抗特性I m IA，則反諧振點M f a的頻率同為大約915 M H z，但是對于阻抗特性I m IA中頻率大約為885MHz的諧振AMfr，其在阻抗特性Im2A中向著更低頻側的約為690MHz的頻率移動。而且，在阻抗特性Im2A中，比起反諧振點Mf a，在高頻側附近的約970MHz的頻率出現了副諧振點
Sfr0
[0046]如上所述，在并聯臂12中，串聯電感Ls_pl具有使諧振點Mfr向著低頻側移動的功能、以及在比反諧振點Mfa更靠近高頻側產生副諧振點Sfr的功能。另外，在并聯臂13中串聯電感Ls_p2也具有同樣的功能。
[0047]圖5(B)是說明串聯電感Ls_pl、Ls_p2的功能的通過特性圖。圖5(B)中的虛線是省略了第一電感Ls 1、可變電容Cs_p 1、Cs_p 2以及串聯電感Ls_p 1、Ls_p2而僅設置了諧振器Re_pl、Re_p2的情況下的通過特性ILIA。另外，圖5(B)中的實線是省略了第一電感Lsl以及可變電容Cs_pl、Cs_p2而僅設置了諧振器Re_pl、Re_p2和串聯電感Ls_pl、Ls_p2的情況下的通過特性IL2A。
[0048]若比較設置了串聯電感Ls_pl、Ls_p2的通過特性IL2A和省略了串聯電感Ls_pl、Ls_p2的通過特性ILlA，則通過特性ILlA中出現于諧振點Mfr的衰減極會在通過特性IL2A中向著更低頻側移動。由此，出現在比諧振點Mfr更靠近低頻側的通頻帶、以及該通頻帶中高頻側的截止頻率都向著更低頻側移動。另外，在通過特性IL2A中，在比諧振點Mfr更靠近高頻側的第二通頻帶中，低頻側的截止頻率向著更低頻側移動，并且在高頻側也出現了截止頻率。這是因為如上所述，在阻抗特性Im2A中，諧振點Mfr出現在更靠近低頻側，并且還出現了新的副諧振點Sf r。
[0049]如上所述，在可變濾波電路1A中，串聯電感Ls_pl、Ls_p2具有使第一通頻帶的高頻側的截止頻率向著低頻側移動的功能、以及除了第一通頻帶以外還產生了第二通頻帶的功能。
[0050]圖6(A)是說明該可變濾波電路1A中的第一電感Lsl的功能的阻抗特性圖。圖6(A)中的虛線是連接有串聯電感Ls_pl的狀態下的諧振器Re_pl的阻抗特性Im2A。另外，圖6(A)中的實線是連接有串聯電感Ls_pl和第一電感Lsl的狀態下的諧振器Re_pl的阻抗特性Im3A0[0051 ]若比較設置了第一電感Ls I的阻抗特性Im3A和省略了第一電感Ls I的阻抗特性Im2A，則諧振點Mfr的頻率同為約690MHz，副諧振點Sfr的頻率也同為約970MHz，但是還阻抗特性Im2A中頻率約為915MHz的反諧振點Mfa在阻抗特性Im3A中跟向著高頻側的約930MHz的頻率移動。而且，在阻抗特性Im3A中，比起諧振點Mfr，在低頻側附近約為660MHz的頻率出現了副反諧振點Sfa。
[0052]圖6(B)是說明該可變濾波電路1A中的第一電感Lsl的功能的通過特性圖。圖6(B)中的虛線是省略了第一電感Lsl以及可變電容Cs_pl、Cs_p2而僅設置了諧振器Re_pl、Re_p2和串聯電感Ls_pl、Ls_p2的情況下的通過特性IL2A。另外，圖6(B)中的實線是省略了可變電容Cs_p 1、Cs_p2而僅設置了諧振器Re_p 1、Re_p2和串聯電感Ls_p 1、Ls_p2以及第一電感Ls I的情況下的通過特性IL3A。
[0053]若比較設置了第一電感Lsl的通過特性IL3A和省略了第一電感Lsl的通過特性IL2A，則在比諧振點Mfr更靠近低頻側的第一通頻帶中，與通過特性IL2A相比，通過特性IL3A中高頻側附近的衰減特性更加急劇。另外，在比諧振點Mfr更靠近高頻側的第二通頻帶中，與通過特性IL2A相比，通過特性IL3A中高頻側附近的衰減特性更加急劇。這是因為如上所述，在阻抗特性Im3A中副反諧振點Sfa出現在諧振點Mfr的低頻側的附近，并且反諧振點Mfa移動至副諧振點Sfr的低頻側附近。
[0054]如上所述，在該可變濾波電路1A中，第一電感Lsl具有使第一通頻帶和第二通頻帶的高頻側附近的衰減特性變得急劇的功能。
[0055]圖7是說明該可變濾波電路1A中的可變電容Cs_p1、Cs_p2的功能的通過特性圖。圖7中的實線所示的通過特性IL4A、IL5A、IL6A中的通過特性IL4A中，可變電容Cs_p 1、Cs_p2為10.0??。通過特性11^54中，可變電容08_?1、08_?2為2.5??。通過特性11^6六中，可變電容〇8_p1、Cs_p2為1.0pF。
[0056]此處，通過將可變電容08_?1、08_?2的電容值控制在1.0???10.0??之間，能夠將低頻側的第一通頻帶的高頻側的截止頻率調整至150MHz左右(690?840MHz)的頻帶。另外，能夠將高頻側的第二通頻帶的高頻側的截止頻率調整至90MHz左右(970?1060MHz)的頻帶。如上所述，利用對可變電容Cs_pl、Cs_p2的控制，對于第一通頻帶的高頻側的截止頻率、以及第二通頻帶的高頻側的截止頻率，能夠在提高了各自的高頻側附近的衰減特性的急劇程度的狀態下，對它們進行調整。
[0057]由此，在該可變濾波電路1A中，可變電容Cs_pl、Cs_p2具有調整第一通頻帶和第二通頻帶的高頻側的截止頻率的功能。
[0058]但是，與實施方式I中所說明的一樣，實施方式2的結構中，第一通頻帶的高頻側的截止頻率的可變范圍也被限制于沒有可變電容Cs_pl、Cs_p2的情況下的諧振點Mfr與反諧振點Mfa之間的頻帶。然而，如上所述，若設置了串聯電感Ls_pl、Ls_p2，則能夠擴大未設置可變電容Cs_pl、Cs_p2的狀態下的諧振點Mfr與反諧振點Mf a之間的頻帶，所以能夠擴大第一通頻帶的高頻側的截止頻率的可變范圍。在本實施方式中，諧振點M f r與反諧振點M f a之間的頻率間隔擴大成比實施方式I中的30MHz左右的頻帶寬度更寬的270MHz (690MHz?960MHz)左右的頻帶寬度，能夠擴大第一通頻帶的高頻側的截止頻率的可變范圍。
[0059 ]如上所述，在該可變濾波電路1A中，能夠擴大第一通頻帶的高頻側的截止頻率的可變范圍，而且存在低頻側的第一通頻帶和高頻側的第二通頻帶，所以能夠同時利用這兩個通頻帶來擴大可對應的通頻帶的范圍。
[0060](實施方式3)
圖8是實施方式3所涉及的可變濾波電路1B的電路圖。
[0061]可變濾波電路1B雖然與上述的實施方式2所涉及的結構幾乎相同，但是該可變濾波電路1(?對并聯臂12、13追加了諧振器1^_?1、1^_?2、串聯電感1^_?1、1^_?2以及可變電容Cs_pl、Cs_p2從而具有并聯電感(第三電感)Lp_pl、Lp_p2。并聯電感Lp_pl與諧振器Re_pl并聯連接，其一端連接至串聯電感Ls_p I與諧振器Re_p I的連接點，其另一端連接至端口 P3。并聯電感Lp_p2與諧振器Re_p2并聯連接，其一端連接至串聯電感Ls_p2與諧振器Re_p2的連接點，其另一端連接至端口 P3。
[0062]在下面的說明中諧振器Re_Pl、Re_P2分別設為諧振頻率約為835MHz、且反諧振頻率約為865MHz的表面彈性波諧振器。并聯電感Ls_p1、Ls_p2分別設為約為5nHz的固定電感值。其它的可變電容Cs_pl、Cs_p2、第一電感Lsl、串聯電感Ls_pl、Ls_p2等與實施方式2具有相同的元件值。
[0063]圖9(A)是說明并聯電感Lp_pl的功能的阻抗特性圖。圖9(A)中的虛線是諧振器Re_Pl的單體的阻抗特性ImlB。另外，圖9(A)中的實線是連接有并聯電感Lp_pl的狀態下的諧振器Re_pl的阻抗特性Im2B。
[0064]若比較設置有并聯電感Lp_pl的阻抗特性Im2B和省略了并聯電感Lp_pl的阻抗特性ImlB，則諧振點Mfr的頻率同為約835MHz，但是對于阻抗特性ImlB中頻率約為865MHz的反諧振點Mfa，其在阻抗特性Im2B中會向著高頻側約為920MHz的頻率移動。而且，在阻抗特性Im2B中，在比諧振點Mfr更靠近低頻側附近約為660MHz的頻率出現了副反諧振點Sfa。
[0065]如上所述，在并聯臂12中，并聯電感Lp_pl具有使反諧振點Mfa向著高頻側移動的功能、以及在比諧振點Mfr更靠近低頻側處產生副反諧振點Sfa的功能。另外，在并聯臂13中并聯電感Lp_p2也具有同樣的功能。
[0066]圖9(B)是說明該可變濾波電路1B中的串聯電感Ls_pI的功能的阻抗特性圖。圖9(B)中的虛線是連接有并聯電感Lp_pl的狀態下的諧振器Re_pl的阻抗特性Im2B。另外，圖9(B)中的實線是連接有并聯電感Lp_p I和串聯電感Ls_p I的狀態下的諧振器Re_p I的阻抗特性Im3B。
[0067 ]若比較設置有串聯電感Ls_p I的阻抗特性Im3B和省略了串聯電感Ls_p I的阻抗特性I m 2 B，則反諧振點M f a的頻率同為大約9 2 O M H z，但是對于阻抗特性I m 2 B中頻率大約為835MHz的諧振點Mf r，其在阻抗特性Im3B中向著低頻側的約為7 1MHz的頻率移動。而且，在阻抗特性Im3B中，在比反諧振點Mfa更靠近高頻側附近的約950MHz的頻率出現了副諧振點Sfr0
[0068]如上所述，在可變濾波電路1B中，串聯電感Ls_pl、Ls_p2具有使通頻帶的高頻側的截止頻率向著低頻側移動的功能、以及除了第一通頻帶以外還產生了第二通頻帶的功會K。
[0069 ]圖1O (A)是說明該可變濾波電路1B中的第一電感Ls I的功能的通過特性圖。圖1O(A)中的虛線是省略了第一電感Lsl、可變電容Cs_pl、Cs_p2、串聯電感Ls_pl、Ls_p2以及并聯電感Lp_p 1、Lp_p 2而僅設置了諧振器Re_p 1、Re_p 2的情況下的通過特性ILIB。另外，圖1O(A)中的實線是省略了第一電感Lsl以及可變電容Cs_pl、Cs_p2而僅設置諧振器Re_pl、Re_p2和串聯電感Ls_pl、Ls_p2和并聯電感Lp_pl、Lp_p2的情況下的通過特性IL2B，以及省略了可變電容Cs_pl、Cs_p2而僅設置諧振器Re_pl、Re_p2和串聯電感Ls_pl、Ls_p2和并聯電感Lp_p 1、Lp_p2及第一電感Ls I的情況下的通過特性IL3B。
[0070]若比較設置了串聯電感Ls_pl、Ls_p2和并聯電感Lp_pl、Lp_p2的通過特性IL2B和省略了串聯電感Ls_p 1、Ls_p2和并聯電感Lp_p 1、Lp_p2的通過特性ILIB，則在通過特性IL2B中，在通過特性ILlB中出現在比諧振點Mfr更靠近低頻側的第一通頻帶的高頻側的截止頻率會向著低頻側移動。或者，在通過特性IL2B中，通過特性ILlB中出現在比諧振點Mfr更靠近高頻側的第二通頻帶的低頻側的截止頻率向著低頻側移動，并且出現高頻側的截止頻率。這是因為如上所述，在阻抗特性Im3B中，諧振點Mfr出現在更靠近低頻側，并且還出現了新的副諧振點Sf r。
[0071]另外，若比較設置了第一電感Lsl的通過特性IL3B和省略了第一電感Lsl的通過特性IL2B，則在比諧振點Mfr更靠近低頻側的第一通頻帶中，與通過特性IL2B相比，通過特性IL3B中高頻側附近的衰減特性更加急劇。另外，在比諧振點Mfr更靠近高頻側的第二通頻帶中，與通過特性IL2B相比，通過特性IL3B中高頻側附近的衰減特性更加急劇。
[0072]如上所述，在該可變濾波電路1B中，第一電感Lsl具有使第一通頻帶和第二通頻帶的高頻側附近的衰減特性變得急劇的功能。
[0073 ]圖10 (B)是說明該可變濾波電路1B中的可變電容Cs_p 1、Cs_p2的功能的通過特性圖。圖10(B)中的虛線是省略了第一電感Lsl以及可變電容Cs_pl、Cs_p2而僅設置了諧振器Re_pl、Re_p2和串聯電感Ls_pl、Ls_p2以及并聯電感Lp_pl、Lp_p2的情況下的通過特性IL2B。另外，圖10(B)中的實線是設置了諧振器Re_pl、Re_p2和串聯電感Ls_pl、Ls_p2以及第一電感Lsl和并聯電感Lp_pl、Lp_p2以及可變電容Cs_pl、Cs_p2的情況下的通過特性IL4B、IL5B、IL6B。通過特性IL4B中，可變電容Cs_pl、Cs_p2為10.0??。通過特性11^58中，可變電容〇8_?1、08_?2為2.0?卩。通過特性11^68中，可變電容08_?1、08_?2為1.0?卩。
[0074]此處，通過將可變電容08_?1、08_?2的電容值控制在1.0???10.0??之間，能夠將低頻側的第一通頻帶的高頻側的截止頻率調整至160MHz左右(710?870MHz)的頻帶。另外，能夠將高頻側的第二通頻帶的高頻側的截止頻率調整至150MHz左右(950?l，100MHz)的頻帶。
[0075]由此，在該可變濾波電路1B中，可變電容Cs_pl、Cs_p2具有調整第一通頻帶和第二通頻帶的高頻側的截止頻率的功能。而且，并聯電感Lp_pl、Lp_p2與上述的串聯電感Ls_pl、Ls_p2同樣地，具有擴大了諧振點Mfr與反諧振點Mfa之間的頻率間隔、并且擴大了通頻帶的高頻側的截止頻率的可變范圍的功能。
[0076]另外，在本實施方式中，示出了同時設置并聯電感Lp_pl、Lp_p2和串聯電感Ls_pl、Ls_p2的示例，但是也可以不設置串聯電感Ls_pl、Ls_p2而僅設置并聯電感Lp_pl、Lp_p2。
[0077](變形例)
圖11是示出了實施方式2或實施方式3所涉及的可變濾波電路的變形例的電路圖。
[0078]圖1l(A)所示的可變濾波電路1C雖然與上述的實施方式3所涉及的結構幾乎為相同的結構，但是并聯電感Lp_p I的一端連接至可變電容Cs_p I與串聯電感Ls_p I的連接點，其另一端連接至端口P3。即，并聯電感Lp_pl與諧振器Re_pl和串聯電感Ls_pl的串聯電路并聯連接。或者，并聯電感Lp_p2的一端連接至可變電容Cs_p2與串聯電感Ls_p2的連接點，其另一端連接至端口P3。即，并聯電感Lp_p2與諧振器Re_p2和串聯電感Ls_p2的串聯電路并聯連接。
[0079]圖1l(B)所示的可變濾波電路1D與上述實施方式3所涉及的結構具有幾乎相同的結構，但是并聯電感Lp_pl、Lp_p2并聯連接至可變電容Cs_pl、Cs_p2和串聯電感Ls_pl、Ls_p2及諧振器Re_pl、Re_p2的串聯電路。具體而言，并聯電感Lp_pl的一端連接至并聯臂12和串聯臂11的連接點，其另一端連接至端口 P3。并聯電感Lp_p2的一端連接至并聯臂13和串聯臂11的連接點，其另一端連接至端口 P3。
[0080]另外，若比較上述圖8所示的可變濾波電路1B和可變濾波電路1C、1D，則可變濾波電路1B在通頻帶的高頻側附近的衰減特性的衰減程度被優化，而且具有可調整通頻帶的高頻側的截止頻率的較寬頻率的傾向。
[0081]圖1l(C)所示的可變濾波電路1E與上述實施方式3所涉及的結構具有幾乎相同的結構，但是并聯臂12、13中還具有并聯電容Cp_p 1、Cp_p2。并聯電容Cp_p I的一端連接至并聯臂12和串聯臂11的連接點，其另一端連接至端口 P3。并聯電容Cp_p2的一端連接至并聯臂13和串聯臂11的連接點，其另一端連接至端口 P3。
[0082]另外，若比較上述的圖8所示的可變濾波電路1B和該可變濾波電路10E，則可變濾波電路1E具有在通頻帶的高頻側附近的衰減特性變得急劇的傾向。
[0083]圖1l(D)所示的可變濾波電路1F與上述圖1l(A)所涉及的可變濾波電路1C具有幾乎相同的結構，但是并聯臂12、13中還具有并聯電容Cp_pl、Cp_p2。并聯電容Cp_pl的一端連接至并聯臂12和串聯臂11的連接點，其另一端連接至端口 P3 ο并聯電容Cp_p2的一端連接至并聯臂13和串聯臂11的連接點，其另一端連接至端口 P3。
[0084]另外，若比較上述的圖1l(A)所示的可變濾波電路1C和該可變濾波電路10F，則可變濾波電路1F具有在通頻帶的高頻側附近的衰減特性變得急劇的傾向。
[0085]圖1l(E)所示的可變濾波電路1G與上述實施方式2所涉及的結構具有幾乎相同的結構，但是并聯臂12、13中還具有并聯電容Cp_p 1、Cp_p2。并聯電容Cp_p I的一端連接至并聯臂12和串聯臂11的連接點，其另一端連接至端口 P3。并聯電容Cp_p2的一端連接至并聯臂13和串聯臂11的連接點，其另一端連接至端口 P3。
[0086]另外，若比較上述的圖4所示的可變濾波電路1A和該可變濾波電路10G，則可變濾波電路1G具有在通頻帶的高頻側附近的衰減特性變得急劇的傾向。
[0087]如上述各個實施方式及各個變形例所示那樣，通過設置第一電感，從而相比于沒有設置第一電感的情況，能夠提高通頻帶的高頻側附近的衰減特性的急劇性。
[0088](實施方式4)
圖12 (A)是實施方式4的變形例所涉及的可變濾波電路20的電路圖。
[0089]可變濾波電路20具有串聯臂21、并聯臂22、23。并聯臂22具有可變電容Cs_pl和諧振器Re_pl。并聯臂23具有可變電容Cs_p2和諧振器Re_p2。諧振器Re_pl在比諧振器Re_p2更靠近高頻側具有諧振點和反諧振點，諧振器Re_p2在比諧振器Re_pl更靠近低頻側具有諧振點和反諧振點。即，并聯臂22、23之中，并聯臂22對應于更靠近高頻側的通信頻帶，并聯臂23對應于更靠近低頻側的通信頻帶。為了對分別設置的并聯臂22、23所對應的通信頻帶適當地調整通頻帶的低頻側的截止頻率，需要對可變電容Cs_p 1、Cs_p2的元件值進行控制。
[0090]另外，為了擴大可利用對可變電容Cs_pl的控制來調整的截止頻率的可變范圍，并聯臂22還具有串聯電感Ls_pl和并聯電感Lp_pl。另外，為了擴大可利用對可變電容Cs_p2的控制來調整的截止頻率的可變范圍，并聯臂23還具有并聯電感Lp_p2。如上所述，在本實施方式所涉及的可變濾波電路20中，在一個并聯臂22設置有串聯電感Ls_pl，從另一個并聯臂23省略了串聯電感，從而采用非對稱的電路結構。如上所述，通過省略了并聯臂23的串聯電感，能夠使可變濾波電路20的電路尺寸小型化。
[0091]圖12(B)和圖12(C)是模式地示出了各個電感對諧振器的阻抗特性起到的作用的概念圖。圖中虛線所示的阻抗波形分別是并聯臂22、23的諧振器各自的波形，實線所示的阻抗波形是對諧振器附加電感Ls_pl、Lp_l、Lp_p2后得到的波形。
[0092]例如，在與高頻側對應的并聯臂22中，如圖12(B)所示，因并聯電感Lp_pl對諧振器Re_pl的阻抗波形的影響而在反諧振點Mfa附近發生的波形變化與因串聯電感Ls_pl對諧振器Re_pl的阻抗波形的影響而在諧振點Mfr附近發生的波形變化具有相同的程度。換而言之，在與高頻側對應的并聯臂22，串聯電感Ls_pl對截止頻率的可變范圍的延長作用和并聯電感Lp_pI對截止頻率的可變范圍的延伸作用程度相同。
[0093]另一方面，在與低頻側對應的并聯臂23中，如圖12(C)所示，因并聯電感Lp_p2對諧振器Re_p2的阻抗波形的影響而在反諧振點Mfa附近發生的波形變化較大，因串聯電感(參照圖8:Ls_p2)對諧振器Re_p2的阻抗波形的影響而在諧振點Mfr附近發生的波形變化較小。因此，在低頻側的諧振點Mfr的附近，較易維持阻抗變化的急劇性。換而言之，在與低頻側對應的并聯臂23中，并聯電感Lp_p2對截止頻率的可變范圍的延長作用更容易起作用，串聯電感(Ls_p2)對截止頻率的可變范圍的延伸作用只能起更小的作用。
[0094]因此，作為為了使可變濾波電路20的電路尺寸小型化而省略的電感，最優選與更靠近低頻側對應的并聯臂23中的串聯電感(Ls_p2)。通過僅省略并聯臂23的串聯電感(Ls_p2)，從而在不使可變濾波電路20的濾波特性發生大幅度的劣化的情況下，能夠抑制可變濾波電路20的電路尺寸。
[0095]另外，通過省略并聯臂23的串聯電感(Ls_p2)，在并聯臂23，會導致可利用對可變電容Cs_p2來調整的截止頻率的可變范圍有變窄的傾向。因此，作為設置于并聯臂23的并聯電感Lp_p2，比起設置于另一個并聯臂22的并聯電感Lp_pl，優選設定為電感值較小的電感。如上所述，通過設定并聯電感Lp_p2，在并聯臂23能夠防止可利用對可變電容Cs_p2的控制來調整的截止頻率的可變范圍大幅度地變窄的情況。
[0096]此處，對每個在規定的通信頻帶中具有通頻帶的多個不同的電路結構準備了多個樣本數據，對使用了該多個樣本數據的濾波特性的實驗結果進行說明。圖13是在為了與相同的通信頻帶相對應而設定的可變濾波電路的各種結構中，比較地示出了通過頻帶中的插入損耗的最小點的衰減量的圖。圖13中的各個區域示出了為每個不同的電路結構所準備的多個樣本的數據平均值。另外，對于各個電路結構，準備了使可變電容的調整量(與利用對可變電容的控制而使通頻帶的中心頻率發生變化的比例相對應的頻率調整率)逐一相差一定量后得到的多個樣本。因此，在實際制造可變濾波電路時，通過對各個可變電容進行微調整，由此得到所希望的濾波特性。此處，比較地示出了實施方式3所涉及的可變濾波電路1B(參照圖8)的IL特性和實施方式4所涉及的可變濾波電路20 (參照圖12 (A))的IL特性。
[0097]根據該實驗結果可知:只要可變濾波電路的頻率調整率在15%左右，則即使是省略了與低頻側對應的并聯臂23的串聯電感(Ls_p2)的可變濾波電路20的結構，與設置了所有電感的可變濾波電路1B相比，也不會大幅度地發生劣化。
[0098]如上所述，根據使用了樣本數據的實驗可以確認:如本實施方式所涉及的可變濾波電路20那樣，通過僅省略了并聯臂23的串聯電感(Ls_p2)，從而在不會使可變濾波電路20的濾波特性發生大幅度的劣化的情況下，能夠抑制可變濾波電路20的電路尺寸。
[0099](實施方式5)
圖14是實施方式5所涉及的可變濾波電路30的電路圖。
[0100]可變濾波電路30具有第一電路部30A和第二電路部30B。第一電路部30A和第二電路部30B分別是與上面在實施方式3中所示的可變濾波電路1B相同的電路結構。第一電路部30A具有串聯臂31、并聯臂32、33。第二電路部30B具有串聯臂34、并聯臂35、36。
[0101]此處，并聯臂32具有諧振器Re_pl、可變電容Cs_pl、串聯電感器Ls_pl、以及并聯電感器Lp_pl。并聯臂33具有諧振器Re_p2、可變電容Cs_p2、串聯電感器Ls_p2、以及并聯電感器Lp_p2。并聯臂35具有諧振器Re_p3、可變電容Cs_p3、串聯電感器Ls_p3、以及并聯電感器Lp_p3。并聯臂36具有諧振器Re_p4、可變電容Cs_p4、串聯電感器Ls_p4、以及并聯電感器Lp_p4o
[0102]諧振器Re_Pl、Re_P2和諧振器Re_p3、Re_p4分別對應于具有不同的通頻帶和阻頻帶的通信頻帶。另外，為了對相互連接的諧振器Re_pl、Re_p2或者諧振器Re_p3、Re_p4所對應的通信頻帶中的濾波特性進行適當的設定，需要將可變電容Cs_pl、Cs_p2和可變電容Cs_p3、Cs_p4控制成適當的元件值。為了對相互連接的諧振器Re_p 1、Re_p2或者諧振器Re_p3、Re_p4所對應的通信頻帶中的濾波特性進行適當的設定，需要將串聯電感Ls_p 1、Ls_p2以及串聯電感Ls_p3、Ls_p4和并聯電感Lp_pl、Lp_p2及并聯電感Lp_p3、Lp_p4控制成適當的元件值。
[0103]如上所述，能夠連接多個與濾波電路1B相對應的電路部30A、30B從而對可變濾波電路進行多級化。通過使電路部30A、30B各自所對應的頻帶不同，從而能夠提高電路部30A、30B各自的濾波特性。其結果是，能夠使可變濾波電路對應于更多的通信頻帶。
[0104]此處，雖然使第一電路部30A和第二電路部30B分別構成為與實施方式3所示的可變濾波電路1B相同的電路結構，但是也可以適當地組合其它變形例所涉及的電路結構、或者其它實施方式所涉及的電路結構。另外，也可以連接并利用更多的電路部。
[0105](實施方式6)
圖15是實施方式6所涉及的可變濾波電路40的電路圖。
[0106]可變濾波電路40具有串聯臂41、并聯臂42、43。并聯臂42具有可變電容Cs_pl、選擇部SWl、諧振器Re_p 1、Re_p3、串聯電感器Ls_p 1、Ls_p3、以及并聯電感器Lp_p 1、Lp_p3。并聯臂43具有可變電容Cs_p2、選擇部SW2、諧振器Re_p2、Re_p4、串聯電感器Ls_p2、Ls_p4、以及并聯電感器Lp_p 2、Lp_p4。
[0107]選擇部SWl連接至可變電容Cs_pl的端口 P3(接地連接端)一側。選擇部SWl具有連接切換端口 Pswl和連接切換端口 Psw3，能夠切換連接切換端口 Pswl和連接切換端口 Psw3而連接至可變電容Cs_pl。諧振器Re_pl和串聯電感Ls_pl及并聯電感Lp_pl連接至連接切換端口 Pswl ο諧振器Re_p3和串聯電感Ls_p3及并聯電感Lp_p3連接至連接切換端口 Psw3。
[0108]選擇部SW2連接至可變電容Cs_p2的端口 P3 (接地連接端)一側。選擇部SW2具有連接切換端口 Psw2和連接切換端口 Psw4，能夠切換連接切換端口 Psw2和連接切換端口 Psw4而連接至可變電容Cs_p2。諧振器Re_p2和串聯電感Ls_p2及并聯電感Lp_p2連接至連接切換端口 Psw2 ο諧振器Re_p4和串聯電感Ls_p4及并聯電感Lp_p4連接至連接切換端口 Psw4。
[0109]即使在本實施方式中，與實施方式5相同地，諧振器Re_pl、Re_p2和諧振器Re_p3、Re_p4分別對應于具有不同的通頻帶和阻頻帶的通信頻帶。另外，為了對相互連接的諧振器Re_p 1、Re_p2、Re_p3、Re_p4所對應的通信頻帶中的濾波特性進行適當的設定，需要將可變電容Cs_pl、Cs_p2控制成適當的元件值。為了對相互連接的諧振器Re_pl、Re_p2、Re_p3、Re_p4所對應的通信頻帶中的濾波特性進行適當的設定，需要將串聯電感Ls_p 1、Ls_p2、Ls_p3、Ls_p4和并聯電感Lp_pl、Lp_p2、Lp_p3、Lp_p4控制成適當的元件值。
[0110]而且，在可變濾波電路40中，可控制選擇部SWl將連接切換端口Pswl、Psw3中的任一個連接至可變電容Cs_pl，并且可控制選擇部SW2將連接切換端口 Psw2、Psw4中的任一個連接至可變電容Cs_p2，由此使濾波特性變化，變更所對應的通信頻帶。圖16是模式地說明選擇部SWl、SW2的控制狀態與可變濾波電路40的濾波特性之間的對應關系的特性圖。圖16(A)是示出了諧振器選擇部SW1、SW2的控制狀態的設定示例的圖，圖16(B)是示出了根據諧振器選擇部SWl、SW2的控制狀態的設定而確定的通頻帶的變化的特性圖。
[0111]例如，在使可變濾波電路40的濾波特性對應于多個通信頻帶中低頻側的第一頻帶或者第二頻帶時，控制選擇部SWl、SW2，從而利用選擇部SWl來選擇并連接連接切換端口Pswl，利用選擇部SW2來選擇并連接連接切換端口 Psw2。而且，利用對可變電容的控制，能夠將可變電容電路40的通頻帶調整成第一頻帶或者第二頻帶中的任一個。
[0112]另外，在使可變濾波電路40的濾波特性對應于多個通信頻帶中高頻側的第三頻帶或者第四頻帶時，控制選擇部SWl、SW2，從而利用選擇部SWl來選擇并連接連接切換端口Psw3，利用選擇部SW2來選擇并連接連接切換端口 Psw4。而且，利用對可變電容的控制，能夠將可變電容電路40的通頻帶調整成第三頻帶或者第四頻帶中的任一個。
[0113]如上所述，在可變濾波電路40中，控制選擇部SWl來將連接切換端口 Pswl、Psw3中的任一個連接至可變電容Cs_pl，控制選擇部SW2來將連接切換端口 Psw2、Psw4中的任一個連接至可變電容Cs_p2。由此，利用對諧振器選擇部SWl、SW2的切換能夠決定較大的頻率調整，利用對可變電容的調整能夠決定較細微的頻率調整。因此，能夠變更可變濾波電路40的濾波特性，從而能夠應對更多的通信頻帶。
[0114]而且，在該可變濾波電路40中，不會增加串聯臂的總數、可變電容的總數，而能夠應對多個通信頻帶。例如上面所上面的實施方式5中，需要設置與相對應的多個通信頻帶幾乎相同數量的并聯臂，而且各個并聯臂所設置的各個元件的總數也會變多，但是，在本實施方式中，設置選擇部SW1、SW2且利用多個通信頻帶來共用可變電容Cs_pl、Cs_p2，所以無需對每個通信頻帶設置并聯臂的各個元件。因此，能夠抑制可變電容Cs_pl、Cs_p2的總數，能夠防止電路尺寸的大型化，能夠防止可變電容Cs_pl、Cs_p2的控制變得復雜。
[0115]另外，在本實施方式中，雖然示出了將設置于各個并聯臂的串聯電感、并聯電感連接至選擇部的連接切換端口側的示例，但是也可以將串聯電感、并聯電感連接至選擇部的可變電容一側。在此情況下，也能夠抑制設置于各個并聯臂的串聯電感、并聯電感的總數，能夠進一步地抑制電路尺寸。此處，示出了將設置于各個選擇部的連接切換端口的總數、諧振器的總數設為2的示例，但是也可以將設置于各個選擇部的連接切換端口的總數、所連接諧振器的總數設定為大于2。在此情況下，能夠使可變濾波電路應對更多的通信頻帶。
[0116](實施方式7)
圖17是實施方式7所涉及的無線通信裝置9的框圖。
[0117]無線通信裝置9具有天線1、前置電路2、發送電路3、以及接收電路4。發送電路3構成為能夠應對LTE等的通信系統中的多個通信頻帶，切換所對應的通信頻帶來輸出發送信號。接收電路4構成為能夠應對LTE等的通信系統中的多個通信頻帶，切換所對應的通信頻帶來接收接收信號的輸入。前置電路2連接至天線I與發送電路3及接收電路4之間，且具有連接至發送電路3的可變濾波電路10H、連接至接收電路4的可變濾波電路10H’、以及循環器
5。循環器5在信號傳輸方向上具有方向性，從而使發送信號從發送電路3傳輸至天線I，并使接收信號從天線I傳輸至接收電路4。可變濾波電路10H、10H’的電路結構將在后面敘述。
[0118]在上述結構的無線通信裝置9中，發送側的可變濾波電路1H利用對可變電容的控制來使通頻帶與發送電路3所對應的通信頻帶的發送頻帶相匹配，使發送信號通過而截止接收信號。另外，接收側的可變濾波電路10H’利用對可變電容的控制來使通頻帶與接收電路4所對應的通信頻帶的接收頻帶相匹配，使接收信號通過而截止發送信號。通過設定發送側的可變濾波電路1H和接收側的可變濾波電路10H’來使相反側的頻率的信號衰減，從而能夠抑制發送信號對接收電路的影響，能夠保持良好的接收靈敏度。
[0119]另外，在可變濾波電路10H、10H’中，在利用低頻側的第一通頻帶的情況下，可變濾波電路10H、10H’必須分別滿足第一條件和第二條件。第一條件是指，在至少一個并聯臂沒有可變電容的情況下的反諧振點(Mfa)的頻率為高于多個通信頻帶中最高頻側的通信頻帶的阻頻帶的高頻側的上限頻率的頻率。第二條件是指，在至少一個并聯臂沒有可變電容的情況下的諧振點(Mfr)的頻率為低于多個通信頻帶中最小的低頻側的通信頻帶的阻頻帶的低頻側的下限頻率的頻率。只要可變濾波電路10H、10H’滿足第一條件和第二條件，則從諧振點(Mfr)到反諧振點(Mfa)為止的頻帶內包含了所有的多個通信頻帶，通過控制可變濾波電路10H、1H ’的可變電容值，能夠將可變濾波電路1H、1H ’的第一通頻帶中高頻側的截止頻率調整至多個通頻帶各自的通頻帶的高頻側。
[0120]另外，在利用高頻側的第二通頻帶的情況下，可變濾波電路10H、10H’所需的條件是指，在至少一個并聯臂沒有可變電容的情況下的副諧振點(Sfr)為低于多個通信頻帶中最低頻側的通信頻帶的阻頻帶的低頻側的下限頻率的頻率。只要可變濾波電路10H、10H’滿足上述條件，則在高于副諧振點(Sfr)的頻帶內包含了所有的多個通信頻帶，通過控制可變濾波電路10H、10H’的可變電容值，能夠將可變濾波電路10H、10H’高頻側的第二通頻帶中的高頻側的截止頻率調整至多個通頻帶各自的通頻帶的高頻側。
[0121]圖18是可變濾波電路1H的電路圖。
[0122]可變濾波電路1H與上述的實施方式3所涉及的結構(尤其是圖1l(C)所示的可變濾波電路10E)具有幾乎相同的結構，但是并聯臂12和并聯臂13還具有開關14。設置開關14，從而導通或者截止對并聯電感Lp_pl、Lp_p2的可變濾波電路1H的連接。由此，通過利用開關14的導通和截止，能夠使可變濾波電路1H的衰減特性變化。
[0123]此處，參照圖19，對利用開關14的導通和截止來使可變濾波電路1H的衰減特性變化的情況的具體的設定示例進行說明。
[0124]例如LTE等的通信系統中所規定的通信頻帶Bandl7(通信頻帶17)中，具有發送頻帶(704MHz — 716MHz)低于接收頻帶(734MHz — 746MHz)的關系。另一方面，例如通信頻帶Bandl4(通信頻帶14)中，具有發送頻帶(788MHz —798MHz)高于接收頻帶(758MHz —768MHz)的關系。如上所述，各種通信系統中所規定的多個通信頻帶中，有時因通信頻帶的不同而造成發送頻帶與接收頻帶的頻率關系相反的情況。一般而言，相對于通信頻帶Bandl7那樣的、頻率位于發送頻帶低于接收頻帶的通信頻帶，發送側的濾波電路要求通頻帶的高頻側附近的衰減特性較為急劇，接收側的濾波電路要求通頻帶的低頻側附近的衰減特性較為急劇。另一方面，相對于通信頻帶BandH那樣的、頻率位于發送頻帶高于接收頻帶的通信頻帶，發送側的濾波電路要求通頻帶的低頻側附近的衰減特性較為急劇，接收側的濾波電路要求通頻帶的高頻側附近的衰減特性較為急劇。
[0125]因而，本實施方式的可變濾波電路1H中，能夠切換低頻側的第一通頻帶的高頻側附近的衰減特性較為急劇的狀態、和高頻側的第二通頻帶的低頻側附近的衰減特性較為急劇的狀態。另外，通過調整各個元件的參數值，能夠利用開關14的導通和截止來切換低頻側的第一通頻帶的高頻側附近的衰減特性較為急劇的狀態、和高頻側的第二通頻帶的低頻側附近的衰減特性較為急劇的狀態。
[0126]例如，通過提高第一電感LsI的電感值，由此，可變濾波電路1H增強低頻側的第一通頻帶的高頻側附近的衰減特性較為急劇的傾向。相反地，通過減小第一電感Lsl的電感值，由此，可變濾波電路1H增強高頻側的第二通頻帶的低頻側附近的衰減特性較為急劇的傾向。
[0127]或者，通過減小并聯電感Lp_p1、Lp_p2的電感值，由此，可變濾波電路1H增強低頻側的第一通頻帶的高頻側附近的衰減特性較為急劇的傾向。相反地，通過增大并聯電感Lp_p1、Lp_p2的電感值，由此，可變濾波電路1H增強高頻側的第二通頻帶的低頻側附近的衰減特性較為急劇的傾向。
[0128]另外，通過減小諧振器Re_Pl、Re_P2的阻抗值，由此，可變濾波電路1H增強低頻側的第一通頻帶的高頻側附近的衰減特性較為急劇的傾向。相反地，通過增大諧振器Re_pl、Re_p2的阻抗值，由此，可變濾波電路1H增強高頻側的第二通頻帶的低頻側附近的衰減特性較為急劇的傾向。
[0129]圖19(A)是導通開關14的狀態下的可變濾波電路1H的通過特性圖。圖19(B)是截止開關14的狀態下的可變濾波電路1H的通過特性圖。此處，示出了將可變濾波電路1H用作為發送側的濾波電路的情況。
[0130]可變濾波電路1H對具有發送頻帶低于接收頻帶的關系的Bandl7那樣的通信頻帶，必須切斷高頻側的接收頻帶(7 34MHz — 746MHz )，而使低頻側的發送頻帶(7O4MHz —716MHz)通過。因此，在與這樣的通信頻帶相對應時，可變濾波電路1H如圖19(A)所示那樣，被設定為低頻側的第一通頻帶的高頻側附近的衰減特性較為急劇的狀態。具體而言，設定可變濾波電路10H，在導通了開關14的狀態下的通過特性中，低頻側的第一通頻帶與約704MHz至約716MHz的頻帶相重疊，第一通頻帶的高頻側附近的阻頻帶與約734MHz至約746MHz的頻帶相重疊，第一通頻帶的高頻側的截止頻率位于約716MHz至約734MHz之間，第一通頻帶的高頻側附近的衰減特性比第二通頻帶的低頻側附近的衰減特性更為急劇。
[0131]另一方面，可變濾波電路1H對具有發送頻帶高于接收頻帶的關系的BandH那樣的通信頻帶，必須切斷低頻側的接收頻帶(758MHz — 768MHz )，而使高頻側的發送頻帶(788MHz -798MHz)通過。因此，在與這樣的通信頻帶相對應時，可變濾波電路1H如圖19 (B)所示那樣，被設定為高頻側的第二通頻帶的低頻側附近的衰減特性較為急劇的狀態。具體而言，設定可變濾波電路10H，在截止了開關14的狀態下的通過特性中，高頻側的第二通頻帶與約788MHz至約798MHz的頻帶相重疊，第二通頻帶的低頻側附近的阻頻帶與約758MHz至約768MHz的頻帶相重疊，并且，設定可變濾波電路10H，從而第二通頻帶的低頻側的截止頻率位于約768MHz至約788MHz之間，第二通頻帶的低頻側附近的衰減特性比第一通頻帶的高頻側附近的衰減特性更為急劇。
[0132]由此，利用開關14的導通和截止，來切換使通頻帶的高頻側附近的衰減特性變得急劇、或者使通頻帶的低頻側附近的衰減特性變得急劇，從而即使要對應的通信頻帶被規定為低于通頻帶的阻頻帶，或者被規定為高于通頻帶的阻頻帶，也能夠利用可變濾波電路1H適當地使信號通過或者阻止信號。
[0133]另外，在本實施方式中，雖然設置為導通或者截止與諧振器Re_Pl、Re_P2并聯連接的并聯電感Lp_pl、Lp_p2，但是開關14的連接位置也可以是其它位置。例如，可以將并聯電感1^_口1、1^_口2及開關14連接至圖11(六)、圖11(8)所示的并聯電感1^_口1、14)_口2的連接位置。或者，可以將并聯電容Cp_pl、Cp_p2及開關14連接至并聯電容Cp_pl、Cp_p2的連接位置。
[0134]如上述說明的那樣，能夠實施本發明。另外，本發明只要是對應于權利要求書的范圍的記載的結構，即使是與上述各個實施方式所示的結構不同的其它結構也能夠進行實施。例如，作為可變電抗，能夠使用可變電感構成的電路或元件，而非可變電容。
標號說明
[0135]9無線通信裝置 I天線
2前置電路 3發送電路 4接收電路 10可變濾波電路 11串聯臂
12、13并聯臂 14開關
【主權項】
1.一種可變濾波電路，其特征在于， 具有:連接在第一輸入輸出端與第二輸入輸出端之間的串聯臂；包括串聯連接在所述第一輸入輸出端與接地連接端之間的諧振器的第一并聯臂；以及包括串聯連接在所述第二輸入輸出端與所述接地連接端之間的諧振器的第二并聯臂， 所述串聯臂包括串聯連接在所述第一輸入輸出端與所述第二輸入輸出端之間的第一電感， 所述第一并聯臂及所述第二并聯臂分別包括與所述諧振器串聯連接的可變電抗。2.如權利要求1所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中的至少一個還包括與所述諧振器串聯連接的第二電感。3.如權利要求1或2所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中的至少一個還包括與所述諧振器并聯連接的第三電感。4.如權利要求1所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中的至少一個還包括與所述諧振器并聯連接的第三電感，以及與并聯連接有所述諧振器和所述第三電感的電路串聯連接的第二電感。5.如權利要求1所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中的至少一個還包括:與所述諧振器串聯連接的第二電感;以及與串聯連接有所述諧振器和所述第二電感的電路并聯連接的第三電感。6.如權利要求3至5中任一項所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中的至少一個還包括將所述第三電感的連接狀態切換成導通或截止的開關。7.如權利要求1至6中任一項所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中的至少一個還包括與所述諧振器并聯連接的并聯電容。8.如權利要求1所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂還分別包括與所述諧振器并聯連接的第三電感， 所述第一并聯臂包括與所述諧振器串聯連接的第二電感， 所述第二并聯臂中省去了與所述諧振器串聯連接的第二電感。9.如權利要求8所述的可變濾波電路，其特征在于， 相比于所述第二并聯臂所包括的諧振器的諧振點及反諧振點，所述第一并聯臂所包括的諧振器的諧振點及反諧振點位于高頻側。10.如權利要求8或9所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第二并聯臂所包括的并聯電感的電感值小于所述第一并聯臂所包括的并聯電感的電感值。11.如權利要求1至10中任一項所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中的至少一個包括:多個所述諧振器；以及從多個所述諧振器中選擇任一個并使其與所述可變阻抗進行串聯連接的選擇部。12.如權利要求11所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中至少一個包括分別與多個所述諧振器進行串聯連接的多個所述串聯電感， 所述選擇部從多個所述串聯電感和多個所述諧振器中選擇任意一組，并使其與所述可變電抗進行串聯連接。13.如權利要求11或12所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一并聯臂和所述第二并聯臂中至少一個包括分別與多個所述諧振器進行并聯連接的多個所述并聯電感， 所述選擇部從多個所述并聯電感和多個所述諧振器中選擇任意一組，并使其與所述可變電抗進行串聯連接。14.一種無線通信裝置，其特征在于，具有: 包括權利要求1至權利要求13中任一項所述的可變濾波電路的前置電路； 天線；以及 經由所述前置電路連接至所述天線的通信電路。15.如權利要求14所述的無線通信裝置，其特征在于， 所述通信電路對應于多個通信頻帶， 在至少一個并聯臂中沒有所述可變電抗的情況下的反諧振點的頻率高于多個所述通信頻帶中最高頻側的通頻帶的阻頻帶的高頻側的上限頻率， 在至少一個并聯臂中沒有所述可變電抗的情況下的諧振點的頻率低于多個所述通信頻帶中最小的低頻側的通頻帶的阻頻帶的低頻側的下限頻率。16.如權利要求14所述的無線通信裝置，其特征在于， 所述可變濾波電路包括分別與所述諧振器串聯連接的第二電感， 所述通信電路對應于多個通信頻帶， 在至少一個并聯臂中沒有所述可變電抗的情況下的副諧振點的頻率低于多個所述通信頻帶中最低頻側的通頻帶的阻頻帶的低頻側的下限頻率。
【文檔編號】H03H9/54GK106031037SQ201580008055
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2015年2月5日
【發明人】谷將和, 杉山將三
【申請人】株式會社村田制作所