可變濾波電路及無線通信裝置的制造方法

可變濾波電路及無線通信裝置的制造方法
【專利摘要】本發明的可變濾波電路(10)具有：連接在端口(P3)與連接點(A)之間的并聯臂(11)；包括串聯連接在端口(P1)與連接點(A)之間的諧振器(Re_s1)的串聯臂(12)；以及包括串聯連接在端口(P2)與連接點(A)之間的諧振器(Re_s2)的串聯臂(13)，并聯臂(11)包括第一電感(Lp1)，串聯臂(12、13)包括與諧振器(Re_s1、Re_s2)并聯連接的可變電容(Cs_p1、Cs_p2)。
【專利說明】
可變濾波電路及無線通信裝置
技術領域
[0001]本發明涉及可變濾波電路、以及具有可變濾波電路的無線通信裝置。
【背景技術】
[0002]現有的可變濾波電路中，相對于SAW諧振器、BAW諧振器等的諧振器，通過并聯和串聯可變電容來構成基本電路，從而形成為組合了多級該基本電路的梯形電路(參照專利文獻I)。在該可變濾波電路中，通過對與諧振器并聯連接的可變電容的控制來分別調整各個基本電路的反諧振頻率，利用對與諧振器并聯連接的可變電路和與諧振器串聯連接的可變電容這兩者的控制來分別調整各個基本電路的諧振頻率，由此將所希望的頻帶作為通頻帶。
先行技術文獻專利文獻
[0003]專利文獻1:特許第4053504號

【發明內容】

發明所要解決的問題
[0004]現有的可變濾波電路雖然能夠利用對可變電容的控制來調整通頻帶，但是很難得到所希望的衰減特性。具體而言，很難在通頻帶的低頻側附近得到急劇的衰減特性。另外，由于將2個可變電容連接至I個諧振器來使通頻帶的頻率為可變，所以在設置η個諧振器的情況下，需要2Χη個可變電容，導致可變電容的總數變多，從而造成電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。
[0005]因此，本發明的目的在于提供一種可變濾波電路，較易在頻帶的低頻側附近得到急劇的衰減特性，即使進行多級化，也較難造成電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。
解決技術問題所采用的技術方案
[0006]本發明的可變濾波電路具有:包括有串聯連接在第一輸入輸出端和連接點之間的諧振器的第一串聯臂;包括有串聯連接在第二輸入輸出端和所述連接點之間的諧振器的第二串聯臂；以及連接在所述連接點和所述接地連接端之間的并聯臂。
[0007]另外，所述并聯臂包括串聯連接在所述連接點和所述接地連接端之間的第一電感。由此，通過適當地調整該第一電感的電感值，能夠在通頻帶的低頻側附近得到急劇的衰減特性。
[0008]另外，所述第一串聯臂和所述第二串聯臂分別包括與所述諧振器并聯連接的可變電容。由此，通過控制可變電容的電容值，在通頻帶的低頻側附近維持提高了衰減特性的急劇程度的狀態下，能夠調整通頻帶的低頻側的截止頻率。
[0009]而且，在這樣的可變濾波電路中，為了增加濾波器的級數，僅需逐一追加串聯臂和并聯臂，將所追加的串聯臂的一端連接至第一輸入輸出端或者第二輸入輸出端，并且將所追加的串聯臂的一端連接至第一輸入輸出端或者第二輸入輸出端即可。因此，即使在利用η級來構成可變濾波電路的情況下，由于串聯臂和可變電容的總數最多為n+1個即可，所以相比于現有結構能夠抑制電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。
[0010]本發明所涉及的可變濾波電路優選還包括分別與所述諧振器串聯連接的第二電感(下面稱為串聯電感)。由此，若將串聯電感連接至諧振器，則能夠將諧振器的諧振點調整至更靠近低頻側，能夠擴大諧振點與反諧振點之間的頻率間隔。
[0011]另外，本發明所涉及的可變濾波電路優選還包括分別與所述諧振器并聯連接的第三電感(下面稱為并聯電感)。由此，若將并聯電感連接至諧振器，則能夠將諧振器的反諧振點調整至更靠近高頻側，能夠擴大諧振點與反諧振點之間的頻率間隔。
[0012]由此，若擴大諧振器的諧振點與反諧振點之間的頻率間隔，則能夠擴大可利用對可變電容的控制來調整的通頻帶的低頻側的截止頻率的可變范圍。
[0013]本發明所涉及的可變濾波電路也可以構成為同時包括:與所述諧振器并聯連接的并聯電感;與并聯連接所述諧振器和所述并聯電感的電路串聯連接的串聯電感。或者，也可以構成為同時包括:與所述諧振器串聯連接的串聯電感，與串聯連接所述諧振器和所述串聯電感的電路并聯連接的并聯電感。由此，若改變串聯電感和并聯電感的連接結構，能夠擴大通頻帶的低頻側的截止頻率的可變范圍，或能夠調整成使通頻帶的低頻側附近的衰減特性更為急劇。
[0014]本發明所涉及的無線通信裝置優選具有:具有上述可變濾波電路的前置電路;天線；以及經由所述前置電路與所述天線相連接的通信電路。尤其是，所述無線通信裝置中，優選所述通信電路對應于多個通信頻帶，在至少一個串聯臂中沒有所述可變電容的情況下的反諧振點的頻率高于多個所述通信頻帶中最高頻側的通信頻帶的阻頻帶的高頻側的上限頻率。另外，在至少一個串聯臂中沒有所述可變電抗的情況下的諧振點的頻率要低于多個所述通信頻帶中最低頻側的通信頻帶的阻頻帶的低頻側的下限頻率。
[0015]通信電路所對應的多個通信頻帶分別需要設置阻頻帶和通頻帶。如上所述，通過設定多個通信頻帶與各個串聯臂的諧振點、反諧振點之間的關系，能夠將可變濾波器電路的通頻帶中的低頻側的截止頻率調整至通信電路所對應的多個通信頻帶各自的通頻帶的低頻側。另外，在通信頻帶的阻頻帶位于通頻帶的低頻側的附近的情況下，能夠利用可變濾波電路對該阻頻帶獲得較大的衰減。
[0016]或者，所述無線通信裝置中優選，所述可變濾波電路包括分別與所述諧振器并聯連接的并聯電感，所述通信電路與多個通信頻帶的相對應，在至少一個串聯臂在沒有所述可變電容的情況下的副反諧振點的頻率高于多個所述通信頻帶中最高頻側的通信頻帶的阻頻帶的高低頻側的上限頻率。
[0017]若將并聯電感連接至諧振器，則在比諧振器的諧振點更靠近低頻側的位置也出現了反諧振點(下面稱為副反諧振點)。由此，在通過特性中，除了高頻側的第一通頻帶，在低頻側還產生了第二通頻帶。而且，在低頻側的第二通頻帶中，通過控制可變電容的電容值，能夠調整低頻側的截止頻率。而且，如上所述，通過設定多個通信頻帶與各個串聯臂的副反諧振點之間的關系，能夠進行調整以使得可變濾波電路的低頻側的第二通頻帶與通信電路所對應的多個通信頻帶的通頻帶相對應。
發明效果
[0018]根據本發明，在通頻帶的低頻側附近能夠得到急劇的衰減特性，利用對可變電容的控制能夠調整通頻帶的低頻側的截止頻率。而且，即使在利用η級來構成可變濾波電路的情況下，由于可變電容的總數只要為n+1個即可，所以相比于現有結構能夠抑制電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。
【附圖說明】
[0019]圖1是本實施方式I所涉及的可變濾波電路的電路圖。
圖2是說明構成實施方式I所涉及的可變濾波電路的第一電感的功能的特性圖。
圖3是說明構成實施方式I所涉及的可變濾波電路的串聯電感及并聯電感的功能的特性圖。
圖4是說明構成實施方式I所涉及的可變濾波電路的可變電容的功能的特性圖。
圖5是本實施方式I所涉及的可變濾波電路的變形例的電路圖。
圖6是本實施方式I所涉及的可變濾波電路的變形例的特性圖。
圖7是對每個可變濾波電路的結構來比較插入損耗的圖。
圖8是本實施方式I所涉及的可變濾波電路的其他變形例的電路圖。
圖9是本實施方式2所涉及的無線通信裝置的電路圖。
【具體實施方式】
[0020]下面，參照附圖舉出幾個具體的示例，示出了用于實施本發明的幾個實施方式。各圖中對相同部分附加相同標號。各實施方式是示例，毫無疑問地，可以將不同實施方式所涉及的結構進行局部置換或組合。
[0021](實施方式I)
圖1是表示本發明的實施方式I所涉及的可變濾波電路10的電路圖。
[0022]可變濾波電路1具有端口 P1、P2、P3，連接點A、并聯臂11、串聯臂12、13。端口 P1、P2、P3經由連接點A相互連接。端口 Pl是可變濾波電路10的第一輸入輸出端。端口 P2是可變濾波電路1的第二輸入輸出端。端口 P3是可變濾波電路1的接地連接端。并聯臂11連接在連接點A與端口 P3之間。串聯臂12連接在連接點A與端口Pl之間。串聯臂13連接在連接點A與端口 P2之間。即，連接點A設置于連接了并聯臂11的一端、串聯臂12的一端、以及串聯臂13的一端的位置。
[0023]并聯臂11具有第一電感Lpl。第一電感Lpl設置在連接點A與端口P3之間，其一端連接至連接點A，其另一端連接至端口 P3。
[0024]串聯臂12具有諧振器Re_sl、可變電容Cp_sl、串聯電感Ls_sl、并聯電感Lp_sl。串聯臂Ls_sl相當于權利要求書中所記載的第二電感。并聯臂Lp_sl相當于權利要求書中所記載的第三電感。諧振器Re_sl的一端連接至端口 P1。串聯電感Ls_sl的一端連接至諧振器Rs_s I的另一端，其另一端連接至連接點A。可變電容Cp_s I與串聯電感Ls_s I和諧振器Re_s I的串聯電路并聯連接，其一端連接至端口 Pl，其另一端連接至連接點A。并聯電感Lp_sI并聯連接至諧振器Re_sl，其一端連接至端口 Pl，其另一端連接至串聯電感Ls_sl和諧振器Re_sl的連接點。
[0025]串聯臂13具有諧振器Re_s2、可變電容Cp_s2、串聯電感Ls_s2、并聯電感Lp_s2。串聯臂Ls_p2相當于權利要求書中所記載的第二電感。并聯臂Lp_s2相當于權利要求書中所記載的第三電感。諧振器Re_s2的一端連接至端口 P2。串聯電感Ls_s2的一端連接至諧振器Rs_s2的另一端，其另一端連接至連接點A。可變電容Cp_s2與串聯電感Ls_s2和諧振器Re_s2的串聯電路并聯連接，其一端連接至端口 P2，其另一端連接至連接點A。并聯電感Lp_s2并聯連接至諧振器Re_s2，其一端連接至端口 P2，其另一端連接至串聯電感Ls_s2和諧振器Re_s2的連接點。
[0026]能夠適當地設定第一電感Lpl，諧振器Re_sl、Re_s2，可變電容Cp_sl、Cp_s2，串聯電感1^_81、1^_82，以及并聯電感Lp_s 1、Lp_s 2的元件值和特性。
[0027]圖2是說明第一電感Lpl的功能的通過特性圖。圖2中的虛線是從可變濾波電路10中省略了第一電感Lpl后的結構中的通過特性IL1。另外，圖2中的實線是設置有第一電感Lpl的可變濾波電路10的通過特性IL2。此處，通過特性IL1、IL2都將可變電容Cp_sl、Cp_s2分別設定為3.6pF。
[0028]省略了第一電感LpI的結構的通過特性ILl和設置有第一電感Lp I的結構的通過特性IL2在大約730MHz和750MHz處都具有衰減極。而且，在通過特性ILl中，不存在衰減量小于-3dB的通頻帶。另一方面，在通過特性IL2中在大約780MHz?840MHz中具有衰減量小于-3dB的通頻帶。關于這些通頻帶的低頻側附近的衰減特性，在通頻帶ILl中比較平緩，在通頻帶IL2中比較急劇。因此，可變濾波電路10能夠利用第一電感Lpl來提高通頻帶的低頻側附近的急劇性。
[0029]圖3(A)是說明串聯電感Ls_sl的功能的阻抗特性圖。圖3(A)中的虛線是諧振器Re_si的單體的阻抗特性ImlA。另外，圖3(A)中的實線是連接有串聯電感Ls_sl的狀態下的諧振器Re_sl的阻抗特性Im2A。
[0030]在上述那樣的將串聯電感Ls_sl設置于諧振器Re_s的情況下的阻抗特性Im2A中，雖然反諧振點Mfa的頻率與阻抗特性ImlA相比幾乎沒有變化，但是諧振點Mfr的頻率與阻抗特性ImlA相比向著低頻側移動。
[0031]如上所述，在串聯臂12中，串聯電感Ls_sI具有使諧振點Mfr移動至低頻側的功能。另外，在串聯臂13中串聯電感Ls_s2也具有同樣的功能。
[0032]圖3(B)是說明并聯電感Lp_sl的功能的阻抗特性圖。圖3(B)中的虛線是諧振器Re_si的單體的阻抗特性ImlB。另外，圖3(B)中的實線是連接有并聯電感Lp_sl的狀態下的諧振器Re_sl的阻抗特性Im3B。
[0033]在上述那樣的將并聯電感Lp_sI設置于諧振器Re_s I的情況下的阻抗特性Im3B中，雖然諧振點Mfr的頻率與阻抗特性ImlB相比幾乎沒有變化，但是反諧振點Mfa的頻率與阻抗特性ImlB相比向著高頻側移動。
[0034]如上所述，在串聯臂12中，并聯電感Lp_sl具有使反諧振點Mfa移動至高頻側的功能。另外，在串聯臂13中并聯電感Lp_s2也具有同樣的功能。
[0035]圖3(C)是設置有串聯電感Ls_sl和并聯電感Lp_sl的情況下的阻抗特性圖。圖3(C)中的虛線是諧振器Re_sl的單體的阻抗特性ImlC。另外，圖3(C)中的實線是連接有串聯電感Ls_s I和并聯電感Lp_s I的狀態下的諧振器Re_s I的阻抗特性Im4C。
[0036]在如上所述那樣的在諧振器Re_sl設置有串聯電感Ls_sl和并聯電感Lp_sl的情況下的阻抗特性Im4C中，使諧振點Mfr的頻率相比于阻抗特性ImlC更向著低頻側移動，并且反諧振點Mfa的頻率比阻抗特性ImlC更向著高頻側移動。
[0037]如上所述，通過對串聯臂12設置串聯電感Ls_sl、并聯電感Lp_sl，從而能夠擴大諧振器Re_sl的諧振點Mfr和反諧振點Mf a之間的頻帶。同樣地，通過對并聯臂13設置串聯電感Ls_s2、并聯電感Lp_s2，從而能夠擴大諧振器Re_s2的諧振點Mfr和反諧振點Mf a之間的頻帶。
[0038]圖4(A)是說明可變電容Cp_sl的功能的阻抗特性圖。圖4(A)中的虛線是連接有并聯電感Lp_sl的狀態下的諧振器Re_sl的阻抗特性ImlD。另外，圖4(A)中的實線是分別并聯連接有并聯電感Lp_s I和可變電容Cp_s I的狀態下的諧振器Re_s I的阻抗特性Im2D、Im3D、Im4Dο設定阻抗特性Im2D、Im3D、Im4D，從而使得可變電容Cp_sI的電容值在1.0pF?10.0pF的范圍內按照記載順序變大。
[0039]在設置有可變電容Cp_sl的情況下的阻抗特性Im2D、Im3D、Im4D中，其諧振點Mfr的頻率與省略了可變電容Cp_sl的情況下的阻抗特性ImlD的諧振點Mfr的頻率相同，但是其反諧振點Mfa的頻率比阻抗特性ImlD中的反諧振點Mf a更靠近低頻側。而且，可變電容Cp_sl的電容值越大，則反諧振點Mfa的頻率越是位于低頻側。
[0040]由此，在串聯臂12中，可變電容Cs_pI具有根據電容值使諧振器Re_s I的反諧振點Mfa向著低頻側移動的功能。由此，在串聯臂13中，可變電容Cs_p2也同樣地具有根據電容值使諧振器Re_s2的反諧振點Mfa向著低頻側移動的功能。
[0041]圖4(B)是說明可變電容Cp_sl的功能的通過特性圖。圖4(B)中的實線是設置有可變電容0?_81的可變濾波電路10的通過特性11^10、11^0、11^30、11^40、11^50。設定通過特性幾10、幾20、幾30、11^40、幾50，從而使得可變電容0?_81的電容值在1.0???10.0??的范圍內按照記載順序變大。
[0042]在通過特性IL1D、IL2D、IL3D、IL4D、ILOT中，隨著可變電容Cp_sl的電容值變大，通頻帶的低頻側的截止頻率向著低頻側移動。因此，可變濾波電路10能夠利用對可變電容Cp_si的控制來調整通頻帶的低頻側的截止頻率。
[0043]但是，即使進行控制以使可變電容Cp_sl的電容值變得極大，通頻帶的低頻側的截止頻率也無法超過規定的頻率而調整至低頻側。這是因為無法將反諧振點Mfa的頻率調整為超過諧振點Mfr的頻率而位于低頻側，通頻帶的低頻側的截止頻率的可變范圍被限制于沒有可變電容Cp_sl的情況下的諧振點Mfr與反諧振點Mfa之間的頻帶。然而，如上所述，若設置串聯電感Ls_sl、并聯電感Lp_sl，則相比于沒有設置串聯電感Ls_sl、并聯電感Lp_sl的情況，由于能夠擴大諧振點Mfr與反諧振點Mfa之間的頻帶，所以在該濾可變波電路10中，能夠擴大通頻帶的低頻側的截止頻率的可變范圍。
[0044]此處，對串聯臂12中的可變電容Cp_s 1、串聯電容Ls_s 1、并聯電感Lp_s I的功能進行了說明，但是串聯臂13中的可變電容Cp_s2、串聯電容Ls_s2、并聯電感Lp_s2的功能也是同樣的。
[0045]如上面說明的那樣，在可變濾波電路10中，在設置了第一電感Lpl以提高了通頻帶的低頻側附近的急劇程度的狀態下，或者在設置了串聯電感Ls_sl、Ls_s2或并聯電感Lp_s 1、Lp_s2以擴大了通頻帶的低頻側的截止頻率的可變范圍的狀態下，利用對可變電容Cp_s1、Cp_s2的控制，能夠調整通頻帶的低頻側的截止頻率。
[0046]在這樣的可變濾波電路10中，為了增大濾波器的衰減特性的急劇性，可以增加構成濾波器的串聯臂或并聯臂的級數，例如可以逐一追加新的并聯臂14和串聯臂15，并且將所追加的并聯臂14和串聯臂15連接至端口 Pl或者端口 P2。此時，可以將所追加的并聯臂15的可變電容Cp_s3替換成電容值不變化的固定電容。因此，即使在利用η級的并聯臂來構成可變濾波電路10的情況下，由于串聯臂和可變電容的總數最多為n+1個即可，所以相比于現有結構能夠抑制電路尺寸的大型化和控制系統的復雜化。本實施方式的可變濾波電路10也能夠設置n+1個串聯臂和η個并聯臂。
[0047]另外，在該可變濾波電路10中，除了反諧振點Mfa的高頻側附近的第一通頻帶以夕卜，還能在更靠近低頻側得到第二通頻帶。而且，該可變濾波電路10能夠利用低頻側的第二通頻帶。
[0048]例如在圖3(B)所示的阻抗特性Im3B和圖3(C)所示的阻抗特性Im4C中，在諧振點Mfr的低頻側出現了副反諧振點Sfa。而且，在圖4(A)所示的阻抗特性ImlD、Im2D、Im3D、Im4D中，與副反諧振點Sfa同樣地，利用對可變電容Cp_sl、Cp_s2的電容值的控制，使頻率發生變化。因此，在圖4(B)所示的可變濾波電路10的通過特性中，在比諧振點Mfr更靠近低頻側的副諧振點Sfa的附近(高頻側)能夠得到低頻側的第二通頻帶。而且，利用對可變電容Cp_sl、Cp_s2的電容值的控制，能夠調整低頻側的第二通頻帶中低頻側的截止頻率。
[0049]如上所述，在該可變濾波電路10中，由于存在高頻側的第一通頻帶和低頻側的第二通頻帶，所以能夠同時利用這兩個通頻帶來擴大可對應的通頻帶的范圍。
[0050](變形例I)
圖5 (A)是實施方式I的變形例所涉及的可變濾波電路1A的電路圖。可變濾波電路1A與上述的實施方式I所涉及的結構幾乎相同，但是是省略了串聯電感LS_S1、LS_S2后的結構。
[0051 ] 圖6(A)是示出了可變濾波電路1A的通過特性IL1E、IL2E、IL3E、IL4E、IL5E的通過特性圖。設定通過特性IL1E、IL2E、IL3E、IL4E、IL5E，從而使得可變電容Cp_sl、Cp_s2的電容值在1.0???10.0??的范圍內按照記載順序變大。在通過特性11^、11^、11^、11^、11^中，隨著可變電容Cp_s 1、Cp_s2的電容值變大，通頻帶的低頻側的截止頻率出現在低頻側。因此，即使是可變濾波電路10A，也能夠利用對可變電容Cp_sl、Cp_s2的控制來調整通頻帶的低頻側的截止頻率。
[0052]圖5(B)是實施方式I的變形例所涉及的可變濾波電路1B的電路圖。可變濾波電路1B與上述的實施方式I所涉及的結構幾乎相同，但是是省略了并聯電感Lp_sl、Lp_s2后的結構。
[0053]圖6(B)是示出了可變濾波電路1B的通過特性IL1F、IL2F、IL3F、IL4F、IL5F的通過特性圖。設定通過特性IL1F、IL2F、IL3F、IL4F、IL5F，從而使得可變電容Cp_sl、Cp_s2的電容值在1.0???10.0??的范圍內按照記載順序變大。在通過特性11^?、幾2?、11^?、幾4?、11^5?中，隨著可變電容Cp_s 1、Cp_s2的電容值變大，通頻帶的低頻側的截止頻率出現在低頻側。因此，即使是可變濾波電路10B，也能夠利用對可變電容Cp_sl、Cp_s2的控制來調整通頻帶的低頻側的截止頻率。
[0054]圖5(C)是實施方式I的變形例所涉及的可變濾波電路1C的電路圖。可變濾波電路1C與上述實施方式I所涉及的結構幾乎相同，但是并聯電感Lp_sl、Lp_s2的一端連接至端口P1、P2，另一端連接至連接點A。即，在可變濾波電路1C中，并聯電感Lp_sl、Lp_s2與諧振器Re_s 1、Re_s 2和串聯電感Ls_s 1、Ls_s 2的串聯電路并聯連接。
[0055]圖6(C)是示出了可變濾波電路1C的通過特性IL1G、IL2G、IL3G、IL4G、IL5G的通過特性圖。設定通過特性IL1G、IL2G、IL3G、IL4G、IL5G，從而使得可變電容Cp_sl、Cp_s2的電容值在1.0???10.0??的范圍內按照記載順序變大。在通過特性11^16、幾26、11^36、幾46、11^56中，隨著可變電容Cp_s 1、Cp_s2的電容值變大，通頻帶的低頻側的截止頻率出現在低頻側。因此，即使是可變濾波電路10C，也能夠利用對可變電容Cp_sl、Cp_s2的控制來調整通頻帶的低頻側的截止頻率。
[0056]實施方式I所涉及的可變濾波電路也可以構成為這些變形例這樣。無論是哪個結構，都能夠通過設置第一電感Lpl來使通頻帶的低頻側附近的衰減特性更為急劇。
[0057]此處，對上述每個電路結構的插入損耗進行說明。圖7是比較每個電路結構的插入損耗的圖。此處，對每個電路結構提取不同的可變電容的多個樣本，對樣本間的插入損耗的最小值的平均值進行繪制。另外，用滾動條示出了每個插入損耗的最小值的樣本的變動范圍。
[0058]圖1所示的可變濾波電路10相比于其他的電路結構，即使控制可變電容值，插入損耗的平均值也較小，其變動極為穩定。與此相對地，圖5 (C)所示的可變濾波電路1A、1B、1C與可變濾波電路10相比，插入損耗的變動極大。另外，可變濾波電路10、10B、10C與可變濾波電路1A相比，插入損耗的平均值較小。即使變更各個電路元件的元件值或特性，上述每個電路結構的性質也具有同樣的傾向。
[0059](變形例2)
圖8是示出了實施方式I的其他變形例的電路圖。
[0060]圖8所示的可變濾波電路1D與上述的實施方式I所涉及的結構幾乎相同，但是是省略了串聯電感Ls_s 1、Ls_s 2和并聯電感Lp_s 1、Lp_s 2后的結構。
[0061]實施方式I所涉及的可變濾波電路也可以構成為該變形例這樣。即使是這樣的結果，相比于沒有設置第一電感Lpl的情況，通過設置第一電感Lpl，從而提高了通頻帶的低頻側附近的衰減量變化的急劇性。
[0062](實施方式2)
圖9是實施方式2所涉及的無線通信裝置9的框圖。
[0063]無線通信裝置9具有天線1、前置電路2、發送電路3、以及接收電路4。發送電路3構成為能夠應對LTE等的通信系統中的多個通信頻帶，切換所對應的通信頻帶來輸出發送信號。接收電路4構成為能夠應對LTE等的通信系統中的多個通信頻帶，切換所對應的通信頻帶來接收接收信號的輸入。前置電路2連接在天線I與發送電路3及接收電路4之間，且具有連接至發送電路3的可變濾波電路10、連接至接收電路4的可變濾波電路10’、以及循環器5。可變濾波電路10或者可變濾波電路10’與圖1所示的結構相同。循環器5在信號傳輸方向上具有方向性，從而使發送信號從發送電路3傳輸至天線1，并使接收信號從天線I傳輸至接收電路4。
[0064]在這樣的結構的無線通信裝置9中，發送側的可變濾波電路10通過控制可變電容值，使通頻帶與發送電路3所對應的通信頻帶相匹配。另外，接收側的可變濾波電路10’也通過控制可變電容值，使通頻帶與接收電路4所對應的通信頻帶相匹配。發送側的可變濾波電路10使發送頻率的信號通過，且截止接收頻率的信號。另一方面，接收側的可變濾波電路10’使接收頻率的信號通過，且截止發送頻率的信號。即，使相反側的頻率的信號衰減。由此，能夠抑制發送信號對接收信號造成的影響，能夠保持接收靈敏度。因此，在發送頻率相比于接收頻率為較高的頻率的情況下，可以將發送側的可變濾波電路10設為與圖1所示的結構相同的結構。相反地，在接受頻率相比于發送頻率為較高的頻率的情況下，可以將接受側的可變濾波電路1 ’設為與圖1所示的結構相同的結構。
[0065]如上所述，在將可變濾波電路10、10’設為與圖1所示的結構相同的結構時，可變濾波電路10、10’分別需要滿足下面的第一條件和第二條件。第一條件是指，在至少一個串聯臂中沒有可變電容的情況下的反諧振點(Mfa)的頻率為高于多個通信頻帶中最高頻側的通信頻帶的阻頻帶的高頻側的上限頻率的頻率。第二條件是指，在至少一個串聯臂中沒有可變電容的情況下的諧振點(Mfr)的頻率為低于多個通信頻帶中最低頻側的阻頻帶的通頻帶的低頻側的下限頻率的頻率。若可變濾波電路10、10’滿足第一條件或第二條件，則多個通信頻帶都包含于從諧振點(Mfr)至反諧振點(Mfa)為止的頻帶內，通過控制可變濾波電路
1、1 ’的可變電容值，能夠將可變濾波電路1、1 ’的通頻帶中低頻側的截止頻率調整至多個通信頻帶各自的通頻帶的低頻側。
[0066]另外，可變濾波電路10、10’可以使更靠近低頻側的第二通頻帶與發送電路3或接收電路4所對應的通信頻帶相匹配，而不是使高頻側的第一通頻帶與發送電路3或接收電路4所對應的通信頻帶相匹配。在此情況下，可變濾波電路10、10’所需的條件是在至少一個串聯臂中沒有可變電容的情況下的副反諧振點(Sfa)的頻率為高于多個通信頻帶中最大的高頻側的通信頻帶的阻頻帶的高頻側的上限頻率的頻率。若可變濾波電路10、10’滿足該條件，則多個通信頻帶都包含于低于副反諧振點(Sfa)的頻帶內，通過控制可變濾波電路10、10’的可變電容值，能夠將可變濾波電路10、10’的低頻側的第二通頻帶中低頻側的截止頻率調整至多個通信頻帶各自的通頻帶的低頻側。
[0067]由此，通過控制可變濾波電路10、10’的可變電容值，能夠在比諧振點(Mfr)低的頻帶中，能夠調整可變濾波電路10、10’的第二通頻帶。
[0068]如上所述說明的那樣，能夠實時本發明。本發明中，只要是與權利要求的范圍的記載相當的結構，即使是與上述各個實施方式所示的結構不同的其他結構也能夠實施。
標號說明
[0069]9無線通信裝置 I天線
2前置電路 3發送電路 4接收電路 5循環器 10可變濾波電路 11并聯臂
12、13串聯臂
【主權項】
1.一種可變濾波電路，其特征在于， 具有:包括有串聯連接在第一輸入輸出端和連接點之間的諧振器的第一串聯臂;包括有串聯連接在第二輸入輸出端和所述連接點之間的諧振器的第二串聯臂；以及連接在所述連接點和所述接地連接端之間的并聯臂， 所述并聯臂包括串聯連接在所述連接點和所述接地連接端之間的第一電感， 所述第一串聯臂和所述第二串聯臂分別包括與所述諧振器并聯連接的可變電容。2.如權利要求1所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一串聯臂和所述第二串聯臂還包括與所述諧振器串聯連接的第二電感。3.如權利要求1或2所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一串聯臂和所述第二串聯臂還包括與所述諧振器并聯連接的第三電感。4.如權利要求1所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一串聯臂和所述第二串聯臂同時包括與所述諧振器并聯連接的第三電感，以及與并聯連接了所述諧振器和所述第三電感的電路串聯連接的第二電感。5.如權利要求1所述的可變濾波電路，其特征在于， 所述第一串聯臂和所述第二串聯臂同時包括與所述諧振器串聯連接的第二電感，以及與串聯連接了所述諧振器和所述第二電感的電路并聯連接的第三電感。6.一種無線通信裝置，其特征在于，具有: 包括權利要求1至權利要求5中任一項所記載的可變濾波電路的前置電路； 天線；以及 經由所述前置電路連接至所述天線的通信電路。7.如權利要求6所述的無線通信裝置，其特征在于， 所述通信電路對應于多個通信頻帶， 在至少一個串聯臂中沒有所述可變電容的情況下的反諧振點的頻率要高于多個所述通信頻帶中最高頻側的通信頻帶的阻頻帶的高頻側的上限頻率， 在至少一個串聯臂中沒有所述可變電容的情況下的諧振點的頻率要低于多個所述通信頻帶中最低頻側的通信頻帶的阻頻帶的低頻側的下限頻率。8.如權利要求6所述的無線通信裝置，其特征在于， 所述可變濾波電路包括與所述諧振器分別并聯連接的并聯電感， 所述通信電路對應于多個通信頻帶， 在至少一個串聯臂中沒有所述可變電容的情況下的副反諧振點的頻率要高于多個所述通信頻帶中最高頻側的通信頻帶的阻頻帶的高頻側的上限頻率。
【文檔編號】H03H9/54GK106031035SQ201580007999
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2015年2月5日
【發明人】小上貴史
【申請人】株式會社村田制作所