一種寬帶壓控振蕩器的制造方法
【專利摘要】本發明公開了一種寬帶壓控振蕩器，屬于半導體集成電路技術領域，該壓控振蕩器包括并聯連接的電感組件(1)、電容組件(2)和補償回路(3)，其中，電容組件(2)包括MOS電容單元(21)和反偏二極管單元(22)；MOS電容單元(21)包括多條并聯且設置有MOS電容的開關電容支路，并通過數字控制位進行開斷控制，以調整MOS電容單元(21)的電容值，實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調；反偏二極管單元(22)在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩器的調諧電壓進行控制，進而實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。實現了較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，同時減小了增益、提高了調諧線性度，從而可保證鎖相環環路穩定性。
【專利說明】
-種寬帶壓控振蕩器
技術領域
[0001] 本發明設及半導體集成電路技術領域，尤其設及一種寬帶壓控振蕩器。
【背景技術】
[0002] 隨著無線通信技術和集成電路產業的發展，兼容多協議的收發器忍片成為當前無 線通信領域的研究熱點。頻率合成器作為射頻前端的關鍵模塊，主要作用是給收發機中的 變頻電路提供頻率可編程的本地載波信號。為了提高頻譜效率，現代無線通信系統大都利 用頻分復用技術，將用于傳輸信號的信道的總帶寬劃分成若干個子頻帶(或稱子信道），每 一個子信道傳輸一路信號。無線收發機在進行通信時根據信道占用情況、信道質量等進行 實時信道切換;具體的，通過改變頻率合成器的輸出頻率來實現信道的切換。
[0003] 目前主流的集成頻率合成器絕大部分都是鎖相環型頻率合成器，鎖相環系統的應 用十分的廣泛，從全球定位系統到時鐘恢復電路，再到無線接收機電路等等;不同的應用領 域，對其性能的要求是不一樣的，重要的一點是其性能的好壞直接影響到通信系統的質量。 因此，高速、低相位噪聲、低電源抖動、低功耗W及低忍片面積等的鎖相環頻率合成器系統 逐漸成為工程師們的研究重點。
[0004] 隨著對鎖相環型頻率合成器的要求越來越趨向于寬帶、低相位噪聲、低雜散，作為 鎖相環型頻率合成器中的關鍵模塊一壓控振蕩器（VCO ,Voltage Controlled Oscillator),是一種將電平變換為相應頻率的脈沖變換電路，其設計也需要符合輸出頻率 范圍大、相位噪聲低的要求。目前應用廣泛的VCO結構主要有互補型LC-VC0(即由電感和電 容串聯或并聯構成的調諧器產生振蕩頻率的VC0)、PM0S負阻對型VCO和醒OS負阻對型LC- VC0。其各自具有不同的優缺點需根據具體需求進行折中選擇。
[0005] 式(1)為LC調諧器的振蕩頻率公式：
[0006]
C1 )
[0007] 由上式（1)可知，當電感L一定時，可通過調整電容C來獲得不同的輸出頻率f，而電 容C容值的調節是通過改變控制電壓Vtune的大小來實現，并且輸出頻率f與控制電壓Vtune 存在如圖1所示的曲線關系，即單頻帶VCO的頻率調諧范圍曲線，圖1中，當通過單頻帶實現 頻率調諧前圍化~ffl時，其增益A K可表示為：
[000引 C 2').
[0009] 其中，AfO為頻率范圍化~fH的頻率上限與頻率下限之差（即甜-化），AuO(即U2- U1)為VCO輸出頻率覆蓋頻率范圍化~巧時的電容控制電壓的改變量。由于通常當VCO的增 益過大時，鎖相環環路穩定性會變差。因此，在通過VCO實現寬頻帶時，需將總帶寬劃分為多 個子頻帶，并通過控制每個子頻帶的增益，來避免VCO的高增益，如圖2所示，當頻率范圍化 ~fH屬于寬頻帶時，將其劃分為化~fmUfml~fm2、fm2~fm3、fm3~fm巧日fm4~fH五個子 頻帶，每個子頻帶的增益曲線分別為11、1^2、1^3、1^4和15，每個子頻帶的增益均較小。
[0010] 進一步，為了通過VCO實現寬的頻率調諧范圍，現有技術中，VCO選用的可變電容多 采用金屬電容，并通過控制位來控制調節可變電容的容值，來控制VCO的輸出頻率依次覆蓋 各個子頻帶，并且為確保整個寬頻帶均覆蓋到，各個子頻帶中每相鄰的兩個子頻帶具有一 定的重疊區域。雖然可W實現很寬的調諧范圍，但是隨控制電壓的改變金屬電容的容值變 化率較大，使得部分子頻帶的增益較大，如圖2所示，曲線L5所示的增益明顯高于曲線Ll~ L4所示的增益，進而導致VCO的整體增益變大。進一步，圖2中每條曲線的增益均不相同，如 曲線Ll的增益Afl/A Ul小于曲線L5的增益A f2/A Ul,其中，A Ul即為(u4-u3)。然而，通過 使每個子頻帶的增益近似相同，進而確保高的調諧線性度，W保證鎖相環環路的穩定性，是 目前FS設計的一個熱點研究問題。
[0011] 可見，現有技術中通過多個子頻帶來實現寬頻帶時還存在VCO的增益大、各個子頻 帶的增益變化很大、調諧線性度差、不利于鎖相環環路的穩定性的問題。
【發明內容】
[0012] 本發明針對現有技術中存在的，當通過多個子頻帶來實現寬頻帶時VCO的增益大、 各個子頻帶的增益變化很大、調諧線性度差、不利于鎖相環環路的穩定性的問題，提供了一 種寬帶壓控振蕩器，既能保證較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，又可W減小壓控振蕩 器的增益并通過合適的電容參數設置提高調諧線性度，從而保證鎖相環環路穩定性。
[0013] 本發明提供了一種寬帶壓控振蕩器，包括并聯連接的電感組件、電容組件和補償 回路，所述電容組件包括MOS電容單元和反偏二極管單元；
[0014] 所述MOS電容單元包括多條并聯且設置有MOS電容的開關電容支路，所述多條并聯 的開關電容支路通過數字控制位進行開斷控制，W調整所述MOS電容單元的電容值，實現對 所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調，并將所述壓控振蕩器需輸出的寬頻帶劃分為多個窄頻 帶進行輸出；
[0015] 所述反偏二極管單元在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩 器的調諧電壓進行控制，進而實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。
[0016] 可選的，任一開關電容支路包括兩個容值相等的MOS電容。
[0017] 可選的，所述MOS電容采用反型金屬氧化物半導體變容管。
[0018] 可選的，所述數字控制位的位數與所述多條并聯的開關電容支路的路數相等。
[0019] 可選的，所述MOS電容具體為N型金屬氧化物半導體電容。
[0020] 可選的，當在所述數字控制位的控制下，所述多條并聯的開關電容支路中處于導 通狀態的開關電容支路輸出開電容值;所述多條并聯的開關電容支路中每相鄰的兩條開關 電容支路的開電容值相差兩倍。
[0021 ]可選的，當在所述數字控制位的控制下，所述多條并聯的開關電容支路中處于關 斷狀態的開關電容支路輸出斷電容值;所述多條并聯的開關電容支路中每相鄰的兩條開關 電容支路的斷電容值相差兩倍。
[0022] 可選的，所述反偏二極管單元包括:第一二極管、第一電容、第一電阻、第二二極 管、第二電容和第二電阻.
[0023] 所述第一電容的一端分別與所述電感組件和所述補償回路相連、另一端分別與所 述第一二極管的陽極和所述第一電阻的一端連接，所述第一電阻的另一端接地，所述第一 二極管的陰極與所述第二二極管的陰極相連；
[0024] 所述第二電容的一端分別與所述電感組件和所述補償回路相連、另一端分別與所 述第二二極管的陽極和所述第二電阻的一端連接，所述第二電阻的另一端接地。
[0025] 本發明中提供的一個或多個技術方案，至少具有如下技術效果或優點：
[0026] 由于在本發明中，寬帶壓控振蕩器，包括并聯連接的電感組件、電容組件和補償回 路，所述電容組件包括MOS電容單元和反偏二極管單元;所述MOS電容單元包括多條并聯且 設置有MOS電容的開關電容支路，所述多條并聯的開關電容支路通過數字控制位進行開斷 控制，W調整所述MOS電容單元的電容值，實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調，并將 所述壓控振蕩器需輸出的寬頻帶劃分為多個窄頻帶進行輸出；所述反偏二極管單元在偏置 電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩器的調諧電壓進行控制，進而實現對所 述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。有效地解決了現有技術中存在的，當通過多個子頻帶來 實現寬頻帶時VCO的增益大、各個子頻帶的增益變化很大、調諧線性度差、不利于鎖相環環 路的穩定性的問題，既能保證較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，又可W減小壓控振蕩 器的增益并通過合適的電容參數設置提高調諧線性度，從而保證鎖相環環路穩定性。
【附圖說明】
[0027] 為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現 有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本 發明的實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可W根據 提供的附圖獲得其它的附圖。
[0028] 圖1為本發明【背景技術】提供的一種壓控振蕩器的頻率調諧曲線示意圖；
[0029] 圖2為本發明【背景技術】提供的另一種壓控振蕩器的頻率調諧曲線示意圖；
[0030] 圖3為本發明實施例提供的一種寬帶壓控振蕩器的結構示意圖；
[0031] 圖4為本發明實施例提供的一種NMOS型寬帶壓控振蕩器的電路原理圖；
[0032] 圖5為本發明實施例提供的一種互補型寬帶壓控振蕩器的電路原理圖。
【具體實施方式】
[0033] 本發明實施例通過提供一種寬帶壓控振蕩器，解決了現有技術中當通過多個子頻 帶來實現寬頻帶時VCO的增益大、各個子頻帶的增益變化很大、調諧線性度差、不利于鎖相 環環路的穩定性的問題，既能保證較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，又可W減小壓控 振蕩器的增益并通過合適的電容參數設置提高調諧線性度，從而保證鎖相環環路穩定性。
[0034] 本發明實施例的技術方案為解決上述技術問題，總體思路如下：
[0035] 本發明實施例提供了一種寬帶壓控振蕩器，包括并聯連接的電感組件、電容組件 和補償回路，所述電容組件包括MOS電容單元和反偏二極管單元;所述MOS電容單元包括多 條并聯且設置有MOS電容的開關電容支路，所述多條并聯的開關電容支路通過數字控制位 進行開斷控制，W調整所述MOS電容單元的電容值，實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗 調，并將所述壓控振蕩器需輸出的寬頻帶劃分為多個窄頻帶進行輸出；所述反偏二極管單 元在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩器的調諧電壓進行控制，進而 實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。
[0036] 可見，在本發明實施例中，針對電感電容壓控振蕩器化C-VCO)中的關鍵部分一電 容組件，提供了一種不采用金屬電容，只采用MOS電容與反偏二極管電容的電容組合方法， 運樣既能保證較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，又可W減小壓控振蕩器的增益并通過 合適的電容參數設置提高調諧線性度，從而保證鎖相環環路穩定性。
[0037] 為了更好的理解上述技術方案，下面將結合說明書附圖W及具體的實施方式對上 述技術方案進行詳細的說明，應當理解本發明實施例W及實施例中的具體特征是對本申請 技術方案的詳細的說明，而不是對本申請技術方案的限定，在不沖突的情況下，本發明實施 例W及實施例中的技術特征可W相互組合。
[0038] 請參考圖3,本發明實施例提供了一種寬帶壓控振蕩器，包括并聯連接的電感組件 1、電容組件2和補償回路3，電容組件2包括MOS電容單元21和反偏二極管單元22;
[0039] MOS電容單元21包括N條并聯且設置有MOS電容的開關電容支路(211~21N)，其中， N為自然數；多條并聯的開關電容支路（211~21N)通過數字控制位進行開斷控制，W調整 MOS電容單元21的電容值，實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調，并將所述壓控振蕩器 需輸出的寬頻帶劃分為多個窄頻帶進行輸出；
[0040] 反偏二極管單元22在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩器 的調諧電壓進行控制，進而實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。
[0041] 在本實施例中，壓控振蕩器基于負阻抗模型，具體為交叉禪合LC振蕩器。只考慮阻 抗的實數部分，有源器件端的阻抗為：
其中，a是設計參數，考慮到電源電壓和溫 度的變化其值應足夠大(通常大于1)。化為諧振回路的并聯等效電阻。gm-般取為^的5~6 倍之間，從而能夠保證壓控振蕩器的起振條件。
[0042] 在具體實施過程中，如圖4所示，補償回路3可僅通過一對醒OS負阻管(M1、M2)來實 現，如圖5所示，補償回路3也可通過一對PMOS負阻管(M3、M4)和一對醒OS負阻管(M5、M6)來 實現。根據振蕩器的相位噪聲模型中非常著名的是Leeson模型可知：相位噪聲與振蕩器的 輸出擺幅的平方呈反比。對于所述補償回路采用一對醒OS負阻管和一對PMOS負阻管的VCO (即互補型VC0)，當偏置電流增加時，信號擺幅受到限制，而補償回路3采用一對NMOS負阻管 的VCO(即NMOS型VC0)具有更大的信號擺幅，所W，一般而言，互補型VCO相比NMOS型VCO具有 更差的相位噪聲。同時醒OS型引入更低的負阻對寄生電容，可W緩解高頻限制。因此，可根 據實際應用需要，補償回路3優選為采用一對NMOS負阻管來實現。
[0043] 在具體實施過程中，仍請參考圖4和圖5,任一開關電容支路包括兩個容值相等的 MOS電容;第1條開關電容支路211包括兩個MOS電容Cl，第2條開關電容支路212包括兩個MOS 電容C2,...，第N條開關電容支路21N包括兩個MOS電容化。所述數字控制位的位數與所述多 條并聯的開關電容支路的路數相等，具體的，數字控制位(code_l，code_2, . . .，code_n)用 于一一對應控制N條開關電容支路(211~21N)的導通與關斷。進一步，當在所述數字控制位 的控制下，所述多條并聯的開關電容支路中處于導通狀態的開關電容支路輸出開電容值， 所述多條并聯的開關電容支路中每相鄰的兩條開關電容支路的開電容值相差兩倍；當在所 述數字控制位的控制下，所述多條并聯的開關電容支路中處于關斷狀態的開關電容支路輸 出斷電容值，所述多條并聯的開關電容支路中每相鄰的兩條開關電容支路的斷電容值相差 兩倍。當MOS電容Cl的開、斷電容值分別為a、b時，MOS電容Ci的開、斷電容值分別為(a巧i-1)、 (b巧i-i)，其中，i在區間2~N內取整。
[0044] 例如，MOS電容單元21包括6條并聯且設置有MOS電容的開關電容支路(211~216)， 第1條開關電容支路包括兩個第一MOS電容Cl、第2條開關電容支路包括兩個第二MOS電容 C2.....第6條開關電容支路包括兩個第六MOS電容C6。設定第一 MOS電容Cl的容值為（10~ 20)pF，則第二MOS電容C2的容值為（20~40)pF、第SMOS電容C3的容值為(40~80)pF..... 第六MOS電容C6的容值為(320~640)pF。當第1條開關電容支路處于關斷狀態時，第一 MOS電 容Cl的容值為IOpF的斷電容值，當第1條開關電容支路處于導通狀態時，第一 MOS電容Cl的 容值為20pF的開電容值；當第2條開關電容支路處于關斷狀態時，第二MOS電容C2的容值為 20pF的斷電容值(為第一MOS電容Cl的斷電容值的兩倍），當第2條開關電容支路處于導通狀 態時，第二MOS電容C2的容值為40pF的開電容值（為第一MOS電容Cl的開電容值的兩 倍）；...；當第6條開關電容支路處于關斷狀態時，第六MOS電容C6的容值為32化F的斷電容 值，當第6條開關電容支路處于導通狀態時，第六MOS電容C6的容值為64化F的開電容值。
[0045] 對應的，所述數字控制位有六位，用于一一對應控制6條并聯且設置有MOS電容的 開關電容支路(211~216)的導通與關斷。所述數字控制位為六位二進制數，其中，當控制位 為二進制T'時，控制對應的開關電容支路導通，當控制位為二進制"0"時，控制對應的開關 電容支路關斷。例如，所述數字控制位"OllOir的第=位(從高到低）用于控制第3條開關電 容支路的導通或關斷，所述數字控制位的第=位為"1"，控制第3條開關電容支路導通，W使 第3條開關電容支路的電容值為16化F。在其它實施方式中，當所述數字控制位的第S位為 "0"時，控制第3條開關電容支路關斷，W使第3條開關電容支路的電容值為80pF。總之，在具 體實施過程中，數字控制位生成模塊可根據需要輸出不同的數字控制位，W控制MOS電容單 元21輸出不同的電容值，將VCO的輸出頻率劃分為多個頻帶，W使每一個頻帶的調諧帶寬減 小，并且WMOS電容作開關電容陣列，MOS電容單元21的電容變化率較小。
[0046] 在具體實施過程中，所述MOS電容采用反型金屬氧化物半導體變容管（I-M0S， Inversion-mode MOS varactor)。可通過PMOS電容管或NMOS電容管形成I-M0S。一方面，由 于NMOS器件相對于PMOS器件具有更高傳導率，在提供相同跨導gm時醒OS器件尺寸更小，所 WNMOS結構相比PMOS結構具有更小的寄生電容，增加了VCO的調諧范圍，同時減小了器件的 柵-源電容引起的柵極電流噪聲源，因此，若對調諧范圍和電流噪聲具有較嚴格的要求，可 優選NMOS電容管形成I-MOS，從而使MOS電容的寄生電阻更低，使得調諧范圍更大、功耗更 低、高頻偏時具有更低的相位噪聲;進一步，利用體接地的醒OS器件作變容管可W獲得高的 品質因子和更好的電容范圍從而具有更好的相位噪聲。另一方面，PMOS器件的閃爍噪聲明 顯低于NMOS器件，所WPMOS結構LC-VCO的近端相位噪聲性能較好，因此，若對近端相位噪聲 性能具有較高的要求，可優選PMOS電容形成I-M0S。
[0047] 在具體實施過程中，反偏二極管單元22包括至少一個二極管，二極管為一個由P型 半導體和N型半導體形成的PN結，PN結的耗盡層寬度是偏置電壓的函數。在反偏壓條件下， 當偏壓增加時，耗盡層將展寬，空間電荷的數量增加；當偏壓減小時，耗盡層將變窄，空間電 荷的數量減小。空間電荷是固定不動的，空間電荷的增加實際上是隨著反偏壓的增加，空間 電荷區邊界有一部分電子和空穴被抽出，從而露出更多的沒有電子和空穴中和的施主離子 和受主離子。空間電荷區的減小則是隨著反偏壓的減小，有電子和空穴注入空間電荷區中 和了部分施主離子和受主離子。可見，在偏壓作用下，PN結（即反偏二極管)具有充放電的電 容作用。反偏二極管作為連續調諧變容管，其優點是線性好，隨控制電壓連續變化。
[004引在具體實施過程中，仍請參考圖4或圖5，反偏二極管單元22包括:第一二極管DlO、 第一電容CIO、第一電阻R10、第二二極管D20、第二電容C20和第二電阻R20;第一電容ClO的 一端分別與電感組件1和補償回路3相連、另一端分別與第一二極管DlO的陽極和第一電阻 RlO的一端連接，第一電阻RlO的另一端接地，第一二極管DlO的陰極與第二二極管D20的陰 極相連;第二電容C20的一端分別與電感組件1和補償回路3相連、另一端分別與第二二極管 D20的陽極和第二電阻R20的一端連接，第二電阻R20的另一端接地。其中，第一電阻RlO和第 二電阻R20用于分壓、分流，第一電容ClO和第二電容C20用于隔直流、濾波和穩壓，防止二極 管正偏。
[0049] 總而言之，本發明主要針對現有應用廣泛的VCO中的電容組件，采用MOS電容作開 關電容通過數字控制位進行輸出頻率粗調，采用反偏二極管作變容管進行調諧電壓控制的 輸出頻率微調，對傳統的采用金屬電容造成VCO增益大、調諧線性度差的缺點進行改進。實 現了在電感允許的范圍內可W達到所需要的頻率調諧范圍，且VCO增益可W很低，并且通過 合理設置開關電容和變容管的參數可W提高VCO的調諧線性度，使VCO增益變化小。有利于 鎖相環環路的穩定性，可W在實現低的調諧增益、高的調諧線性度的同時保持功耗和相位 噪聲性能。
[0050] 盡管已描述了本發明的優選實施例，但本領域內的技術人員一旦得知了基本創造 性概念，則可對運些實施例做出另外的變更和修改。所W，所附權利要求意欲解釋為包括優 選實施例W及落入本發明范圍的所有變更和修改。
[0051] 顯然，本領域的技術人員可W對本發明進行各種改動和變型而不脫離本發明的精 神和范圍。運樣，倘若本發明的運些修改和變型屬于本發明權利要求及其等同技術的范圍 之內，則本發明也意圖包含運些改動和變型在內。
【主權項】
1. 一種寬帶壓控振蕩器，包括并聯連接的電感組件（1)、電容組件（2)和補償回路(3)， 其特征在于，所述電容組件(2)包括MOS電容單元(21)和反偏二極管單元(22); 所述MOS電容單元(21)包括多條并聯且設置有MOS電容的開關電容支路，所述多條并聯 的開關電容支路通過數字控制位進行開斷控制，以調整所述MOS電容單元(21)的電容值，實 現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調，并將所述壓控振蕩器需輸出的寬頻帶劃分為多個 窄頻帶進行輸出； 所述反偏二極管單元(22)在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩 器的調諧電壓進行控制，進而實現對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。2. 如權利要求1所述的寬帶壓控振蕩器，其特征在于，任一開關電容支路包括兩個容值 相等的MOS電容。3. 如權利要求1所述的寬帶壓控振蕩器，其特征在于，所述MOS電容采用反型金屬氧化 物半導體變容管。4. 如權利要求1所述的寬帶壓控振蕩器，其特征在于，所述數字控制位的位數與所述多 條并聯的開關電容支路的路數相等。5. 如權利要求1所述的寬帶壓控振蕩器，其特征在于，所述MOS電容具體為N型金屬氧化 物半導體電容。6. 如權利要求1所述的寬帶壓控振蕩器，其特征在于，當在所述數字控制位的控制下， 所述多條并聯的開關電容支路中處于導通狀態的開關電容支路輸出開電容值;所述多條并 聯的開關電容支路中每相鄰的兩條開關電容支路的開電容值相差兩倍。7. 如權利要求1所述的寬帶壓控振蕩器，其特征在于，當在所述數字控制位的控制下， 所述多條并聯的開關電容支路中處于關斷狀態的開關電容支路輸出斷電容值;所述多條并 聯的開關電容支路中每相鄰的兩條開關電容支路的斷電容值相差兩倍。8. 如權利要求1所述的寬帶壓控振蕩器，其特征在于，所述反偏二極管單元(22)包括： 第一二極管(D10)、第一電容(C10)、第一電阻(R10)、第二二極管(D20)、第二電容(C20)和第 二電阻(R20); 所述第一電容(CIO)的一端分別與所述電感組件（1)和所述補償回路(3)相連、另一端 分別與所述第一二極管（D10)的陽極和所述第一電阻（R10)的一端連接，所述第一電阻 (R10)的另一端接地，所述第一二極管(D10)的陰極與所述第二二極管(D20)的陰極相連； 所述第二電容(C20)的一端分別與所述電感組件（1)和所述補償回路(3)相連、另一端 分別與所述第二二極管（D20)的陽極和所述第二電阻（R20)的一端連接，所述第二電阻 (R20)的另一端接地。
【文檔編號】H03L7/099GK105978561SQ201610427844
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2016年6月16日
【發明人】張科峰, 鄒維
【申請人】武漢芯泰科技有限公司