解碼卡片發送的106k類型a信號的解碼電路的制作方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及數字通訊領域，特別是涉及一種解碼IS0/IEC 14443協議中卡片發送的106K類型A信號的解碼電路。
【背景技術】
[0002]IS0/IEC 14443協議(以下簡稱“協議”)中卡片發送的106K類型A信號，在去掉13.56M的載波后，得到的是用二進制開關鍵控(00K)編碼，經過847K Hz副載波調制后形成的波形。其中比特1對應波形D(參見圖1)，比特0對應波形E(參見圖2)。波形D中，副載波信號在前半個比特周期有。波形E中，副載波信號在后半個比特周期有。另外，協議還定義了波形F(參見圖3)，波形F中，副載波信號在整個比特周期內都沒有。波形F對應的是一個數據幀的幀尾。而波形D除了對應比特1外還對應一個數據幀的幀頭。
[0003]當兩張卡片一個發波形D，一個發波形E時，在讀卡器的接收端會形成沖突波形(參見圖4)。在沖突波形中，整個比特周期內都有副載波信號。
[0004]上述4種波形的副載波波形都是矩形的，但實際發送與接收的電路中，所有器件都是帶限的，所以矩形的波形就會變成類似于正弦波的波形，比如D波形就會變成類似圖5所示的波形。當然，由于波形F中沒有副載波信號，所以不存在波形變形。
[0005]由于無線信道以及電路中存在的噪聲，實際接收到的信號波形還會疊加上一定程度的噪聲。另外，由于接收機解調時普遍存在的180度相位模糊問題，造成解調后信號的高電平可能對應發送端的低電平，而解調后信號的低電平可能對應發送端的高電平的情況。
[0006]由于接收端模擬器件的局限性，當接收信號比較弱時，在一個比特周期內各個副載波波形的均值還會有很大的變化。
【發明內容】
[0007]本發明要解決的技術問題是提供一種解碼IS0/IEC 14443協議中卡片發送的106K類型A信號的解碼電路，能夠改進讀卡器的接收性能。
[0008]為解決上述技術問題，本發明的解碼IS0/IEC 14443協議中卡片發送的106K類型A信號的解碼電路，包括:
[0009]一預處理電路，對輸入的副載波調制信號波形做預處理；輸出預處理后的副載波調制信號波形；
[0010]一最佳采樣判決電路，與所述預處理電路相連接，接收預處理電路輸出的信號；在接收第一個比特波形時，判決最佳采樣起始位置，輸出最佳采樣起始位置信號；
[0011]—主解碼電路；與所述預處理電路和最佳采樣判決電路相連接，以最佳采樣起始位置信號為起點，采樣預處理后的副載波調制信號波形，然后按比特周期對應的點數分段后，分別與IS0/IEC 14443協議中規定的比特0，比特1，沖突比特和幀尾波形做相關運算，對計算結果再取絕對值，并且尋找絕對值的最大值，這個最大值所對應的標準波形的編碼就是最后的解碼結果。
[0012]本發明結構簡單，實現容易，其中主解碼電路通過相關邏輯運算能最大程度地區分各個標準波形，而最佳采樣判決電路保證了主解碼電路是用最佳的采樣點上的值進行計算的。預處理電路更是能顯著提高讀卡器的接收性能，參見圖7所示的預處理前的波形示意圖，經過預處理后，輸出得到圖8所示的預處理后波形，從兩個圖的對比就可以看出，原先四個副載波傾斜往下的波形，經過預處理后，四個副載波變平了，這樣就與圖5所示的預期解碼波形更加相符，從而能顯著提高讀卡器的接收性能。由于本質上解碼原理是一致的，所以本發明同樣也適用于其它用二進制開關鍵控(00K)編碼的幅度調制波形的解碼。
【附圖說明】
[0013]下面結合附圖與【具體實施方式】對本發明作進一步詳細的說明:
[0014]圖1?3是IS0/IEC 14443協議中卡片發送的類型A信號的D，E，F波形示意圖。其中T表示一個比特持續的時間。
[0015]圖4是當兩張卡分別發波形D和波形E時，在讀卡器的接收端形成的沖突波形。其中T表示一個比特持續的時間。
[0016]圖5是經過帶限器件后，D波形的示意圖。其中T表示一個比特持續的時間。
[0017]圖6是解碼IS0/IEC 14443協議中卡片發送的106K類型A信號的解碼電路一實施例結構示意圖。
[0018]圖7是預處理前的信號波形示意圖。
[0019]圖8是預處理后的信號波形示意圖。
【具體實施方式】
[0020]結合圖6所示，所述解碼IS0/IEC 14443協議中卡片發送的106K類型A信號的解碼電路，它的輸入是副載波調制信號，它的解碼輸出有4種取值，分別是0，1，沖突比特和幀尾標志；該解碼電路由一個預處理電路，一個最佳采樣判決電路和一個主解碼電路構成。
[0021]所述解碼器電路解碼的基本原理是把接收到的波形與4個標準波形做相關，哪個標準波形對應的相關值大，那么就判決為這個標準波形對應的碼。由于接收機解調時普遍存在的180度相位模糊問題，所以這個相關計算的結果要取絕對值。
[0022]為了節省功耗，要求以上相關運算涉及的點的個數盡量少，根據奈奎斯特采樣定律，為了有效采樣信號，采樣頻率必須至少是信號頻率的2倍。若按副載波頻率的2倍采樣，那么在圖5中，采樣到一個副載波周期波形的正負峰值，顯然比采樣到它的2個中間值，對之后的相關運算來說更有利，也就是更能區分開副載波調制波形是有還是沒有。為了能采到每個副載波周期內的正負峰值，就需要尋找最佳采樣起始點。
[0023]所述解碼器電路是在接收幀頭波形的階段，通過最佳采樣判決電路，實現上述功能的。由于幀頭波形是固定的D波形，那么就把接收信號與D波形做相關，并且取其絕對值，如果絕對值超過閾值1，那么就說明接近最佳采樣點了，于是就在此后的P時間段內找此絕對值的最大值，其中閾值I大于0，它根據接收信號的質量調整，P大于1個輸入數據周期，小于半個信號比特周期。找到最大值后，那么這個最大值所對應的采樣位置就是能采到副載波周期波形的正負峰值的位置。并且由于是與D波形做相關的最大值，那么這個位置也一定是比特周期的邊界。最后把這個最大值所對應的位置，作為最佳采樣起始位置送到主解碼電路。
[0024]主解碼電路就按照解碼的基本原理，以此最佳采樣起始位置為起點，采樣接收到的信號波形，然后按比特周期分段后，分別與標準的比特0，比特1，沖突比特和幀尾波形做相關運算，計算結果再取絕對值，并且尋找絕對值的最大值，這個最大值所對應的標準波形的編碼就是最后的解碼結果。
[0025]最后，為了避免一個比特周期內各個副載波波形的均值大的變化造成的相關值計算錯誤，在整個電路的一開始，加入預處理電路，對輸入信號做微分運算。這樣，類似于常數特性的均值的緩慢變化就在微分后被大幅削弱了，而類似于正弦波的副載波調制信號，因為正弦波的微分是余弦波，所以它被完整的保留了下來。正弦波形和余波形的差別僅僅是一個常數的延遲，所以預處理后的波形與原始接到的波形相差僅僅是一個固定延遲，這對后續解碼沒有實質影響。
[0026]以上通過【具體實施方式】對本發明進行了詳細的說明，但這些并非構成對本發明的限制。在不脫離本發明原理的情況下，本領域的技術人員還可做出許多變形和改進，這些也應視為本發明的保護范圍。
【主權項】
1.一種解碼ISO/IEC 14443協議中卡片發送的106K類型A信號的解碼電路，其特征在于，包括: 一預處理電路，對輸入的副載波調制信號波形做預處理；輸出預處理后的副載波調制信號波形； 一最佳采樣判決電路，與所述預處理電路相連接，接收預處理電路輸出的信號；在接收第一個比特波形時，判決最佳采樣起始位置，輸出最佳采樣起始位置信號； 一主解碼電路；與所述預處理電路和最佳采樣判決電路相連接，以所述最佳采樣起始位置信號為起點，采樣預處理后的副載波調制信號波形，然后按比特周期對應的點數分段后，分別與IS0/IEC 14443協議中規定的比特0，比特1，沖突比特和幀尾波形做相關運算，對計算結果再取絕對值，并且尋找絕對值的最大值，這個最大值所對應的標準波形的編碼就是最后的解碼結果。2.如權利要求1中所述的解碼電路，其特征在于:所述預處理電路對輸入的信號做微分，微分運算的結果作為預處理后的信號波形。3.如權利要求1中所述的解碼電路，其特征在于:所述最佳采樣判決電路不斷地計算輸入的信號波形與IS0/IEC 14443協議中規定的幀頭波形的相關值的絕對值，當該絕對值大于閾值I時，就在此后的P時間段內，尋找絕對值的最大值所對應的點的位置，這個位置就作為最佳采樣起始位置信號輸出；其中閾值I是一個大于0的數，P大于1個輸入數據周期，小于半個信號比特周期。
【專利摘要】本發明公開了一種解碼ISO/IEC？14443協議中卡片發送的106K類型A信號的解碼電路。它由一個預處理電路，最佳采樣判決電路和一個主解碼電路構成。其中預處理電路對輸入的信號波形做預處理，然后把預處理后的波形送到最佳采樣判決電路與主解碼電路，最佳采樣判決電路在接收到第一個比特波形時，判決最佳采樣起始位置，送給主解碼電路。主解碼電路以最佳采樣起始位置為起點，采樣預處理后的波形，然后按比特周期對應的點數分段后，與標準的比特0，比特1，沖突比特和幀尾的波形進行比較，得到最后的解碼結果。本發明能夠改進讀卡器的接收性能。
【IPC分類】H03M13/15
【公開號】CN105337620
【申請號】CN201410401037
【發明人】王吉健
【申請人】上海華虹集成電路有限責任公司
【公開日】2016年2月17日
【申請日】2014年8月13日