用于非線性電路的阻抗匹配網絡的制作方法

專利名稱：用于非線性電路的阻抗匹配網絡的制作方法
背景技術：
本發明涉及電子電路，具體地說，涉及減小有源電路的互調(intermodulation)失真的阻抗匹配網絡。
通常在許多電子電路(electronics circuit)包括通信系統的接收機和發射機中使用有源電路(諸如低噪聲放大器(LAN)和功率放大器(PA))。可用線性度(linearity)、噪聲指數(figure)、功率消耗等定量表示有源電路的性能。一般，這些特性導致相互沖突的設計考慮。
用下列傳遞函數近似無記憶(memoryless)有源電路y(x)＝a1·x＋a2·x2＋a3·x3+更高階項等式(1)其中，x是輸入信號，y(x)是輸出信號，而a1、a2和a3是定義有源電路的線性度的系數。為了簡化分析，一般忽略更高階項(即，高于第三階的項)。對一個理想的線性有源電路，系數a2和a3是0.0，而且輸出信號簡單地與的輸入信號按a1成比例。然而，所有有源電路都受到用系數a2和a3定量表示的一些量的非線性度。系數a2定義第二階非線性度的量，而系數a3定義第三階非線性度的量。
在窄帶通信系統中使用有源電路，其中上述通信系統根據具有預定帶寬和中心頻率的輸入RF信號進行操作。輸入RF信號一般包括位于頻譜內的所需信號以及其它不需要的信號。在有源電路中的非線性度導致不想要的信號互調，從而使得產物(product)都落在所需信號帶內。
例如，輸入RF信號包括以fd為中心的所需信號m(t)和在f1和f2下的不想要的(即，寄生)信號。輸入RF信號可表示如下x(t)＝m(t)＋g1·cos(ω1t)＋g2·cos(ω2t)等式(2)當向具有等式(1)的傳遞函數的有源電路提供輸入RF信號x(t)，其中a2和a3是非零值時，產生互調產物。


圖1A示出輸入RF信號和互調產物。具體地說，有源電路第二階非線性度(即，由等式1中的x2項所致)在不同頻率下產生第二階互調(IM2)產物，它包括由于不想要的信號得到的在頻率(f2－f1)、(2·f1)、(2·f2)和(f1＋f2)下的那些IM2產物。由于有源電路的非線性輸入阻抗和在輸出和輸入之間的耦合，使得這些IM2產物出現在有源電路的輸出端，而且還出現在有源電路的輸入端。于是，有源電路相同的第二階非線性度可將這些IM2產物與最初不想要的信號混合產生在多個頻率下的，包括落在所需頻帶內的第三階互調(IM3)產物。此外，有源電路的第三階非線性度(例如，在等式1中的x3項所致)產生的IM3產物與第二階非線性度所得的IM3產物的頻率相同。落在所需頻帶內的IM3產物是那些在頻率為(2·f2－f1)和(2·f1－f2)下的產物。
作為具體例子，假定f1＝880MHz，f2＝881MH和fd＝882MHz。有源電路的第二階非線性度產生在(f2－f1)＝1MHz、(2·f1)＝1760MHz、(2·f2)＝1762MHz和(f2＋f1)＝1761MHz的IM2產物。這些IM2產物中的一些與最初不想要的信號混合以產生出現在所需信號頻率fd處的IM3產物。具體而言，在(f2－f1)處的IM2產物與在f2處的不想要信號混合以產生在(f2－f1)＋f2＝882MHz處的IM3產物，以及在(2·f2)處的IM2產物與在f1處的不想要信號混合以產生在(2·f2－f1)＝882MHz處的IM3產物。如圖1A所示，三個IM3產物(f2－f1)＋f2、(2·f2)－f1和(2·f2－f1)落在所需信號頻帶內。
在所需信號頻率處的組合IM3產物的全部幅度依賴于各IM3產物的數值和相位。在最壞的情況下，所有IM3都具有相同的相位并相長地(constructively)相加，從而導致在所需頻率處的可能最大的干擾信號(即，最大IM3失真)。干擾信號就象噪聲，降低其中用到有源電路的系統的性能。
可見，減小干擾IM3產物的幅度的技術是非常希望的，特別是在通信系統中。
發明概述本發明提供減小在具有偶階和奇階非線性度d有源電路的輸出端的互調失真的技術。特別是，由奇階非線性度產生的IM3產物抵消(cancel against)有源電路的偶階非線性度產生的IM3產物。通過調節有源電路的源或負載阻抗或兩者，操縱IM3產物的幅度和相位。可通過在分諧波(sub-harmonic)(Δf)和第二諧波(2f)頻率(即IM2產物的頻率)下，調節有源電路的源或負載阻抗或兩者阻抗來操縱由偶非線性度產生的IM2產物的幅度和相位。通過在基頻(f)處調節有源電路的源和/或負載阻抗，可操縱奇階非線性度產生的IM3產物的幅度和相位。通過在分諧波或第二諧波頻率或兩者處，適當調諧或“匹配”有源電路的源或負載或兩者的阻抗，可調節IM2產物的幅度和相位，從而由偶階非線性度所致的在所需信號頻帶內的IM3產物(理想地)抵消由于奇階非線性度所致的IM3產物到更高程度。另一方面，通過在基頻處適當地匹配有源電路的源或負載或兩者的阻抗，可調節由于奇階非線性度所致的在所需信號頻帶內的IM3產物的幅度和相位來消除由于偶階非線性度所致的IM3產物。
本發明的一個具體實施例提供電子電路，包括有源電路和至少一個匹配網絡。有源電路包括耦合到信號源的輸入端和耦合到負載的輸出端。有源電路具有偶階非線性度和奇階非線性度，而且配置成對輸入信號進行操縱，上述輸入信號包括以第一頻率為中心的所需信號和以第二頻率為中心的不想要的信號。將匹配網絡耦合在信號源和有源電路的輸入端之間或在負載和有源電路的輸出端之間。在分諧波頻率或第二頻率的第二諧波或兩者處調諧匹配網絡，以減小互調失真。通過用由于奇階非線性度所致的互調產物抵消由于偶階非線性度所致的互調產物，調諧匹配網絡以減小互調失真。在一個實施例中，有源電路是晶體管。
本發明的另一個具體實施例提供用于減小對輸入信號進行操作的有源電路的互調失真的方法，其中上述輸入信號包括以第一頻率為中心的所需信號和以第二頻率為中心的不想要的信號。根據該方法，確定有源電路的負載和源阻抗。于是，用具有輸入和輸出的非線性模型建立有源電路的模型。模型輸入耦合到源阻抗和模型輸出耦合到負載阻抗。定義第一匹配網絡并耦合在模型輸入和源阻抗之間或模型輸出和負載阻抗之間。于是，用在分諧波頻率或第二頻率的第二諧波處計算的阻抗值，對于第一匹配網絡的一個或多個阻抗值，計算由于有源電路所致的互調失真。選擇對于減小互調失真的第一匹配網絡的阻抗值。
在上述實施例中，可提供第二匹配網絡。在這種情況下，將一個匹配網絡耦合到有源電路的輸入并將另一個匹配網絡耦合到有源電路的輸出。
參照下列說明書、權利要求書和附圖，上述以及本發明的其它方面將顯而易見。
附圖簡述圖1A示出輸入RF信號和互調產物；圖1B示出由于所需信號本身產生的有源電路中的非線性度所致的IM3失真的產生。
圖1C示出如圖1B所示的互調產物的產生；圖2示出采用本發明的阻抗匹配技術來減小互調失真的電路結構；圖3A示出共射極放大器的實施例；圖3B示出圖3A中的共射極放大器的等效電路的示意圖；圖4示出運用本發明對低IM3失真最優化的低噪聲放大器(LNA)的特定實施例的示意圖；圖5示出作為Zs(Δω)的實部和Zs(2ω)的虛部函數的LNA的IIP3曲線圖；和圖6A和6B示出IIP3性能分別對輸入音調的中心頻率和偏置(Δf)頻率的依賴性。
具體實施例的描述在蜂窩電話應用中，通常在一個特定地區覆蓋的區域中有多于一個的通信系統在運行。此外，系統可在同一頻帶或附近工作。當這發生時，從一個系統發射可導致另一個系統的接收信號的惡化。這些通信系統可包括碼分多址(CDMA)、時分多址(TDMA)、GSM、AMPS和調頻(FM)通信系統。
CDMA是擴展頻譜通信系統，它將發送到每個用戶的功率擴展到整個(例如，1.2288MHz)信號帶寬內。基于FM傳輸的頻譜響應一般是更加集中在中心頻率處。因此，基于FM傳輸可導致在頻率上非常靠近接收CDMA信號處出現“干擾(jammers)”。此外，干擾的幅度可能比CDMA信號的幅度要大好幾倍。這些干擾可能由于在接收機內的放大器的非線性度而產生的第三階互調(IM3)產物。IM3產物可能落在接收CDMA信號的頻帶內，而且作為噪聲降低CDMA系統的性能。
如圖1A所示，干擾可在所需信號頻率附近，從而使得很難濾出干擾。為了解決問題(compound the problem)，IM3產物的幅度被定標為g1·g22和g12·g2(參見等式(1)和(2))。于是，每次干擾的幅度加倍都會使得IM3產物的幅度增加八倍(eight-fold)。看另一個方法，干擾的輸入功率每增加1dB就會導致IM3產物增加3dB。
圖1B示出由于有源電路的非線性度導致產生IM3失真(也稱為頻譜再生(spectral regrowth))。圖1B中的IM3失真因所需的信號本身而產生，而沒有任何干擾。在圖1B中，例如，到放大器110的輸入信號是CDMA信號112。來自放大器110的輸出信號是放大CDMA信號114以及失真分量116。失真分量116作為對CDMA信號114以及鄰近信道的干擾。于是，要想減小失真分量116的幅度。
圖1C示出如圖1B所示的互調產物的產生。由于放大器中的第二階非線性度，以fd為中心的所需信號112導致在以2fd為中心的第二諧波頻率處的IM2失真分量122以及在以DC為中心的差頻處的失真分量124。注意，失真分量122和124的帶寬是所需信號112的兩倍。于是，由于放大器同樣的第二階非線性度使得失真分量122與所需信號112混合以在差頻(2fd－fd)處產生失真分量126。由于第二階非線性度，使得失真分量124還與所需信號112混合以產生在和頻(0＋fd)處的失真分量128。在放大器中的第三階非線性度導致失真分量130，而且由所需信號112產生。注意，失真分量126、128和130的帶寬是所需信號112的三倍。
有源電路的線性度的特征在于輸入基準的第三階截點(input-referredthird-order intercept point)(IIP3)。一般，相對輸入RF信號繪制輸出RF信號和第三階互調產物曲線圖。當輸入RF信號增加時，所輸出RF信號和IM3產物在幅度上是相等處的是IIP3理論上的點，。IIP3是外推值，因為有源電路一般在達到IIP3點之前先壓縮(go into compression)。為了使由于互調產物所致的惡化最小，將有源電路設計成具有高IIP3。
如上所述，對于在頻率f1和f2處的干擾對，有源電路的第二階非線性度產生在上頻率(例如，(2·f1)、(2·f2)和(f1＋f2))及差頻率(例如，(f2－f1))處的IM2產物。IM2產物的幅度和相位部分依賴于在上頻率和差頻率處的有源電路的源和負載阻抗。由有源電路的非線性度輸入阻抗產生的IM2產物和反饋到有源電路的輸入的IM2產物與干擾混合產生落在所需信號頻帶內的IM3產物。此外，有源電路的第三階非線性度還產生同樣落在所需信號頻帶內的IM3產物。由于第三階非線性度所致的IM3產物的幅度和相位部分依賴于在這些IM3產物的頻率處的有源電路的源和負載阻抗。
本發明提供消除在有源電路的輸出端處的IM3產物的技術。具體而言，刪除在特定頻率處由有源電路的偶階(即，第二階)非線性度產生的IM3產物由奇階(即，第三階)非線性度產生的IM3產物來抵消。通過調節有源電路的源或負載阻抗或兩者，可操縱IM3產物的幅度和相位。
圖2示出采用本發明的阻抗匹配技術來減小互調失真的電路結構。如圖2所示，信號源210提供輸入信號，包括所需信號和(在大多數情況下)不想要的信號。信號源210通過輸入匹配網絡212與有源電路214耦合。有源電路214通過輸出匹配網絡216與負載電路218耦合。有源電路214可以是呈現非線性度的任何電路，諸如任何可用半導體工藝制成的有源器件、低噪聲放大器(LNA)或功率放大器(PA)。
本發明可在多個實施例之一中實施。在一個實施例中，將匹配網絡設置在有源電路的輸入端。在另一個實施例中，將匹配網絡設置在有源電路的輸出端。在又一個實施例中，將匹配網絡設置在有源電路的輸入和輸出端。在接收系統的一個具體應用中，將匹配網絡設置在低噪聲放大器(LNA)的輸入端以在執行放大之前減小互調產物的幅度。在發射機系統的另一個具體應用中，將匹配網絡設置在引入互調的有源電路(例如，放大器)的輸出端。
如圖2所示，信號源210具有源阻抗(Zsource)和負載電路218具有負載阻抗(Zload)。輸入匹配網絡212將源阻抗(Zsource)變換成在有源電路214的輸入端的輸入匹配網絡阻抗(Zimn)，它減小在有源電路214的輸出端的互調失真。類似地，在有源電路214的輸出端，輸出匹配網絡216將負載阻抗(Zload)轉換成在輸出匹配網絡阻抗(Zomn)，它還減小在有源電路214的輸出端的互調失真。下面進一步描述匹配網絡212和216的設計。
圖3A示出共射極放大器的一個實施例。信號源310通過具有阻抗Zs的網絡312耦合到雙極結型晶體管(bipolar junction transistor)314的基極。晶體管314的射極耦合到具有阻抗ZE的網絡316。而且，晶體管314的集電極耦合到具有阻抗ZL的網絡318。對于有源電路的輸入，網絡312包括信號源以及匹配和偏置網絡的阻抗。對于有源電路的輸出，網絡318包括負載以及匹配和偏置網絡的阻抗。
圖3B示出圖3A中的共射極放大器的等效電路的示意圖。圖3B再次示出信號源310和網絡312、316以及318。在正向有效區域(forward active region)中偏置晶體管314并建模成非線性AC等效電路。
在等效電路中，基極電阻(rB)322耦合在網絡312和節點n1之間。電流源(iB)324與基極-射極擴散電容器(diffusion capacitor)(CDE)326和射極-基極結電容器(CjE)并聯耦合，兩者的組合在節點n1和n2之間耦合。基極-集電極結電容(CU)330在節點n1和n3之間耦合。集電極電流源(IC)332在節點n2和n3之間耦合。射極電阻器(rE)334在節點n3和網絡316之間耦合。集電極-襯底(substrate)電容(CCS)336在節點n1和電路接地之間耦合。集電極電阻(rC)338在節點n3和網絡318之間耦合。網絡312和電阻(rB)322一起形成網絡342，從節點n1看具有阻抗Z1。網絡316和電阻器(rE)334一起形成網絡346，從節點n2看具有阻抗Z2。而且，網絡318、電容器(CCS)336和電阻(rC)338一起形成網絡348，從節點n3看具有阻抗Z3。
在小信號分析中，電流源332的集電極電流(iC)如下等式給出iC＝g1·vπ＋g2·vπ2＋g3·vπ3＋……等式(3)其中，vπ是內部基極-射極電壓(Vπ＝V1－V2)和g1、g2和g3是冪級數的系數，規定出iC。如等式(3)所示，集電極電流iC不依賴于基極-集電極電壓(V1－V3)。這種假設對于工作在遠離飽和和截止區的晶體管是有效的。在遠大于負載阻抗(ZL)的情況下，可忽略建立厄列效應模型中，晶體管本身的輸出電阻rO，這對于大多數RF電路都是這樣的。
在下列分析中，可進行下列簡化。首先，只分析在等式(3)中的頭三項，并忽略在冪級數中的更高階項。該簡化對于弱非線性(即，以小信號運行)的電路是有效的。其次，假定基極阻抗(rB)是恒定的，如果Zs的實部遠大于rB(Re{ZS}＞＞rB)，這是精確的。第三，假定基極-射極結電容(CjE)是恒定的，由于CjE對于偏置電壓的相對弱依賴性使這一假設似可成立。第四，假定基極-集電極電容(Cu)和集電極-襯底電容(CCS)是恒定的，如果基極-集電極和集電極-襯底接合處是很強的反向偏置，那么這是有效的假定。第五，還假定低頻率電流增益(β)和正向渡越時間(τ)是恒定。(β)和(τ)是恒定的假定使分析的精確度窄到集電極偏置電流低于導致高級注入(injection)和fT滾出效應(roll-offeffect)的水平。恒定的(β)和(τ)導致通過基極-射極擴散電容(CDE)的基極電流(iE)和電流(iCDB)是非線性集電極電流(iC)的線性函數(例如， 和iCDE=τ·diCdt)]]>通過這種簡化，通過找到傳遞到負載(ZL)的信號的IM3失真，開始分析。由于在節點n3處的電壓具有與負載處相同的失真，所以可根據對于節點n3處的電壓的Volterra級數，確定負載的失真，其中v3(vs)＝B1(ω1)·vs＋B2(ω1，ω2)·vs2＋B3(ω1，ω2，ω3)·vs3＋…(等式4)其中Bn(ω1，……，ωn)是第n階Volterra核的n維傅利葉變換。對于包含在頻率fa和fb處的兩個音調的輸入信號(vs)(即，vs＝|vs|·[cos(ωat)＋cos(ωbt)])，下面給出在頻率(2·fb－fa)處的IM3IM3(2ωb-ωa)=34·|B3(ωb·ωb,-ωa)B1(ωa)|·|vs|2.]]>(等式5)根據在現有技術中已知的Kirchoff定律等式可找出在等式(4)中的v3(vs)冪級數的系數(例如，B1()、B2()、B3()……)。例如，由Fong，K.L.和Meyer，R.G.在名為“共射極和差分對跨導級的高頻非線性度分析”的論文中(IEEE Journalon Solid-State Circuit(對于固態電路的IEEE雜志)，卷33，頁548-555，1998年4月)描述了該推導。一旦獲得這些系數，將它們代入等式(5)以獲得下式IM3(2ωb-ωa)≡34·|H(ω)|·|A1(ω)|3·|ϵ(Δω,2ω)|·|vs|2.]]>(等式6)H(ω)將等效輸入IM3電壓與集電極電流的IM3分量相關，并給出|H(ω)|=1+jωCjH[Z1(ω)+Z2(ω)]+jωCμZ1(ω)(1+1β+jωτ)g1-jωCμ[1+Z2(ω)(g1+g1β+jωτg1+jωCjE)].]]>(等式7)A1(ω)是將vπ與vs相關的第一階傳遞函數，并給出A1(ω)=1g1+g(ω)·1+jωCμZ3(ω)(1β+jωτ)[Z1(ω)+Zx(ω)]+Zx(ω),]]>(等式8)ε(Δω，2ω)是由多個IM3所致的交互作用因子，并由下式給出ϵ(Δω,2ω)=g3-2g223[2g1+g(Δω)+1g1+g(2ω)],]]>(等式9)g(ω)關于對相同階vπ響應的第n階iC響應，其中在相應頻率下vs＝0，并由下式給出g(ω)=1+jωCμ[Z1(ω)+Z3(ω)]+jωCjE[Z1(ω)+Zx(ω)](1β+jωτ)[Z1(ω)+Zx(ω)]+Zx(ω)]]>(等式10)其中，ω≈ωaωb、Δω＝ωb－ωa，而且Zx＝Z2＋jωCμ(Z1Z2＋Z1Z3＋Z2Z3)。在上述美國臨時申請第QCPA729P和QCPA730P號中進一步描述了等式(4)至(10)的推導。
在等式(9)中，第一項(g3)來自集電極電流的第三階非線性度(如等式3所示)，而第二項[(2g22/3)(…)]來自集電極電流的第二階非線性度。第二項反映了由與輸入音調混合的IM2產物產生的IM3產物。
對于在等式(6)中的IM3產物的經推導閉合式(closed-form)表達式包括集電極-基極結電容(Cμ)。該電容器影響晶體管產生的失真的量。電容器(Cμ)把IM2產物從集電極反饋到基極，并在基極它們與輸入音調混合以產生IM3產物。如等式(6)所示，當減小因子|H(ω)|、|A1(ω)|和|ε(Δω，2ω)|時，獲得較低的IM3失真。頭兩個因子是ω的函數并依賴于帶內源和負載阻抗(即，在ω的阻抗)。一般對于其它性能考慮最優化帶內阻抗，即，選擇它們以提供所需增益、噪聲指數、輸入/輸出阻抗匹配，等。因此，在本發明的實施例中，不調諧在ω的帶內阻抗以減小IM3失真。
如等式(9)所示，ε()是g()的函數，而g()是Z1、Z2和Z3的函數。參照圖3B，Z1是ZS和rB的組合、Z2是ZE和rE的組合，而Z3是ZL、rC和CCS的組合。一般固定ZE，而且通常在最優化以減小IM3失真的過程不考慮。
根據本發明的另一個方面，首先確定導致“最佳”失真性能的阻抗(Z1和Z3)。然后，根據確定的阻抗(Z1和Z3)和分量rB、rC和CCS，計算“最佳”源和負載阻抗(ZS和ZL)，其中上述阻抗和分量可根據信號模型已知或憑經驗測定。下列討論參照分別與阻抗Z1和Z3相關的源和負載阻抗ZS和ZL。
如等式(9)和(10)所示，交互作用因子|ε(Δω，2ω)|依賴于在差頻(或分諧波)(Δω＝ω1－ω2)和上(或第二諧波)頻率(2ω)處的源和負載阻抗。如這里所用到的，分諧波是指差頻(即，Δω或Δf)混合產物。在本發明的一個實施例中，最優化在這些頻率處的阻抗以減小因子|ε(Δω，2ω)|和IM3失真。可被最優化的參數是(1)在分諧波頻率處的集電極負載阻抗，或ZL(Δω)；(2)在第二諧波頻率處的集電極負載阻抗，或ZL(2ω)；(3)在分諧波頻率處的基極源阻抗，或ZS(Δω)；和(4)在第二諧波頻率處的基極源阻抗，或ZS(2ω)。
通過將等式(9)設為零并解出ZL(Δω)、ZL(2ω)、ZS(Δω)和ZS(2ω)的阻抗值可獲得最小IM3失真。這是具有多個解的復雜等式。通過計算機模擬、數字分析、手算和其它電路分析技術，可獲得對導致最小IM3失真的阻抗的最優化。
為了簡化最優化處理，可固定有源電路的源或負載阻抗。在一個實施例中，有源電路的負載阻抗是固定的，而且應用上述等式，在分諧波頻率和第二諧波頻率下對有源電路的源阻抗最優化以使IM3失真最小。在另一個實施例中，固定有源電路的源阻抗，而且在分諧波頻率和第二諧波頻率下最優化有源電路的負載阻抗。
在確定最佳源和負載阻抗的一個實施例中，運用等式(9)和(10)計算對于各種源和負載阻抗值的|ε(Δω，2ω)|。例如，選擇特定值用于負載阻抗并計算對于各種源阻抗的|ε(Δω，2ω)|。選擇另一個特定值用于負載阻抗，并再次對于各種源阻抗計算|ε(Δω，2ω)|。將結果存儲在表格中，并搜索該表格尋找|ε(Δω，2ω)|的最佳(即，最低)值。在分諧波頻率(Δω)并再次在第二分諧波頻率(2ω)執行該處理。
為了簡化最優化處理，可進行幾種附加近似，如下面所述。這些近似中的第一個忽略了ZL(Δω)的影響。原理上，在頻帶外的頻率處(例如，Δω和2ω)的負載阻抗影響由晶體管的第二階非線性度所致的IM2產物的產生。通過集電極-基極結電容器(Cμ)將這些IM2產物反饋到輸入端，而且與輸入信號混合(再次由于第二階非線性度所致)以產生IM3產物。如上述例子所示，在分諧波(即，(f2－f1))和第二諧波(即，(2·f2))頻率處的IM2產物與輸入信號混合以產生IM3產物(即，在(f2－f1)＋f2和(2·f2)－f1)。
然而，在分諧波頻率處，對于多種窄帶RF電路，一般負載阻抗(ZL)小于耦合電容器(Cμ)的阻抗。于是，可以忽略在分諧波頻率(Δω)處通過電容器(Cμ)的反饋和ZL(Δω)的影響。這種簡化對于其中集電極電流(iC)明顯地依賴于基極-集電極電壓(v3－v1)的電路是不精確的。對于這些電路，在集電極電壓(v3)中的分諧波頻率(Δω)處的IM2產物調制輸出信號，從而導致IM3失真。
在多種情況下，在任何頻率處都可能出現不想要的信號。于是，好的設計不應最優化在任何特定頻率組處的低IM3失真。從等式(9)可見，為了獲得在不同偏移和中心頻率處的原理上零的失真，g(Δω)和g(2ω)應在頻率上是獨立的，從而g(Δω)=1r,]]>(等式11A)g(2ω)=(3g32g22-2r1+g1r)-1-g1,]]>(等式11B)其中，r是將ε(Δω，2ω)設為零的常數。在等式(11A)和(11B)中的表達式是不確定的(under-determined)，而且具有多個解。在這些解中，容易地實現解具有ZL(Δω)、ZS(Δω)和ZS(2ω)的正實部的情況而且正是人們感興趣的。
將ε(Δω，2ω)設為零導致在頻率(2ω2－ω1)處的零IM3產物，但是不必要在頻率(2ω1－ω2)處的零IM3產物。在(2ω1－ω2)處的IM3產物與ε(-Δω，2ω)相關，如果g(Δω)≠g(－Δω)，那么ε(-Δω，2ω)不等于ε(Δω，2ω)。當情況是這樣的，那么IM3(2ω1－ω2)≠IM3(2ω2－ω1)，而且將這種情況稱為IM3不對稱。IM3不對稱阻止了兩個IM3同時地被最小化。可示出g(Δω)對Δω的依賴性是由于g(Δω)的非零虛部，當用-Δω替代Δω時，它改變了g(Δω)的符號。換句話說，g(Δω)與g(-Δω)共軛。于是，為了避免IM3不對稱，將g(Δω)的虛部設為零，或者Im{g(Δω)}＝0，而且在等式(11A)中的r應是實數。這種簡化進一步減小了最優化的復雜度以減小IM3失真。
為了更加清楚地理解本發明和它的應用，描述對于特定LNA設計的匹配網絡。
圖4示出運用本發明為了獲得低IM3失真最優化的低噪聲放大器(LNA)400的特定實施例的示意圖。如圖4所示，微帶線路(microstrip line)412在LNA400的輸入和電路接地之間耦合。電容器414與微帶線路416串聯耦合，它們的組合耦合在LNA400的輸入和晶體管420的基極之間。微帶線路422耦合在晶體管420的射極和電路接地之間。電阻430與電容器432串聯耦合。它們的組合耦合電源(Vcc)和電路接之間。電阻434與電容器436串聯耦合，它們的組合與電容器432并聯耦合。微帶線路438在晶體管420的基極和電容器436之間耦合。微帶線路440與電阻器442并聯耦合，它們的組合在電源(VCC)和晶體管420的集電極之間耦合。電容器對444和446在電源(VCC)和電路接地之間耦合。電感器450和電容器452串聯耦合，它們的組合在晶體管420的集電極和LNA400的輸出之間耦合。電容器454在電路接地和電感器450與電容器452的連接處之間耦合。
在實施例中，晶體管420是由Philips公司生產的分立RF晶體管(例如，模型號BFG425W)，它在電源電壓2.7V(VCC＝2.7V)的5mA靜態集電極電流處偏置。電容器444和446為LNA400提供電源濾波以及AC短路(short)。電阻器430和434設定偏置電流還提供電源阻抗的隔離。一般，電阻器434遠遠小于電阻器430并使偏置電流的影響最小。電容器432為電阻器430和434提供AC接地。電容器414和452是AC耦合(即，隔直)電容器。電阻器434和電容器436設定在分諧波(即，Δω)頻率處的源阻抗。
為了簡化，只調諧頻帶外的阻抗(ZS)以使IM3失真最小或者獲得高IIP3性能。另一方面，可調諧頻帶外負載阻抗(ZL)或源和負載阻抗的組合以獲得最小IM3失真。
在一個實施方案中，為了在第二分諧波頻率處，將晶體管420與外部負載阻抗的影響隔離開來，用短路(short-circuited)四分之一波長微帶線路440固定(即，短路或接地)集電極負載阻抗(ZL(2ω))。這種短路將外部負載的第二分諧波阻抗(一般沒有清楚地定義)與晶體管420的集電極隔離開來。線路440還用來提供集電極偏置電流。如上所述，考慮到大多數RF電路，可忽略在分諧波頻率(ZL(2ω))處的負載阻抗，因為一般在分諧波頻率(Δω)處，線路440的阻抗遠遠小于基極-集電極電容器的阻抗。
為了在第二分諧波頻率下將晶體管420與信號源的阻抗的效應隔離開來，用短路四分之一波長微帶線路412將信號源短路接地。該短路使(一般沒有清楚定義的)信號源的第二分諧波阻抗與晶體管420的基極隔離開來。在基頻(ω)處，微帶線路412和440用作開路(open circuit)而且對LNA400的頻帶內性能的影響最小。
通過在第二分諧波頻率(2ω)處使LNA400的輸入短路，運用在輸入匹配網絡中的電阻器，可產生ZS(2ω)的良好控制的非零實部。然而，該晶體管趨于增加在信號頻帶內的LNA400的噪聲指數(NF)。可形成一網絡，它提供在第二分諧波頻率(2ω)處的所需阻抗(即，實值)以及在基頻(ω)處的零阻抗。
另一方面，為了避免在輸入匹配網絡中使用電阻器(即，為了避免噪聲指數性能的惡化)，將ZS(2ω)限定在其實部接近零的值。對于特定ZL(2ω)，與等式(11B)強加的限制一起，定義在多種第二分諧波頻率處的常數r和ZS(2ω)的值。一旦定義常數r，就在分諧波頻率下，解出等式(11A)以獲得ZS(2ω)的最佳值。
于是，近似和它們的依據如下ZL(Δω)≈0；線路440的阻抗《基極-集電極電容器阻抗ZL(2ω)≈0；λ/4微帶線路440Im(g(Δω)}≈0；假設獲得IM3不對稱Re{ZS(2ω)}≈0；在輸入匹配網絡中沒有任何電阻器在如圖4所示的實施例中，將輸入匹配網絡設計成在基頻(例如，f≈2GHz)處將LNA400的輸入與50Ω匹配，而且適當地端接在分諧波頻率(例如，Δf＜50MHz)和第二諧波頻率(例如，2f≈4GH)處的輸入，以減小IM3失真并改善IIP3性能。
將微帶線路438用于在基頻(f)處的頻帶內匹配，而且由分路電容器436確定它的長度。電阻器434與電容器436并聯將在分諧波頻率ZS(Δω)處設定源阻抗。在分諧波頻率處，可忽略電器414和微帶線路416的效應，因為選擇電容器414在該頻率下具有高阻抗。改變電阻器434的值改變了ZS(Δω)的實部。微帶線路416與微帶線路438平行將在第二分諧波頻率ZS(Δω)處設定源阻抗。改變微帶線路416的長度調諧ZS(Δω)的虛部，而不影響頻帶內阻抗匹配，這是因為線路416是50Ω線路。
電感器450和電容器454形成輸出匹配網絡，它用于調諧在基頻(f)處的LNA輸出阻抗。電阻器442用來穩定LNA400并阻止振蕩。微帶線路422以及組件引線(package lead)和晶體管焊接線(bondwire)的電感形成發射極負反饋電路(emitter degeneration circuit)。該電路導致晶體管的共軛輸入阻抗更接近源阻抗，從而提高了噪聲指數性能。
圖5是示出圖4中LNA400的IIP3(以dBm為單位)作為ZS(Δω)的實部和ZS(2ω)的虛部的函數的曲線圖。在該例子中，輸入信號包括在2.000GHz和2.001GHz處的兩個音調。運用等式(6)示出該輪廓。分立數據點表示測定的測試結果。該圖示出IIP3，它是IM3(2fa－fb)和IM3(2fb－fa)中的較大者。如圖5所示，Re{ZS(Δω)}和Im{ZS(Δω)}的“最佳”組合導致+15.8dBm的最佳IIP3性能，它比而沒有本發明的頻帶外阻抗匹配類似LNA的IIP3高14dB。
圖6A和6B是示出IIP3性能分別對輸入音調的中心頻率(f)和偏置(Δf)頻率的依賴性曲線圖。如圖6A和6B所示，對于頻率范圍在1.95GHz到2.05GHz以及Δf在-50MHz到+50MHz的范圍內，IIP3性能高于+8dBm。由于只在單個偏移和中心頻率處最優化ZS(Δω)和ZS(2ω)的這一事實止住了，IIP3對頻率項的依賴性，這簡化了最優化處理。本發明的匹配網絡具有可忽略的對LNA400的其它性能的影響，如果有的話。測定增益、噪聲指數和輸入返回損耗大約分別為16dB、1.7dB和-10dB，帶有或沒有本發明的阻抗匹配。于是，獲得對IIP3性能的提高，而不犧牲其它重要參數的性能。
部分運用微帶線路實現，圖4中的匹配網絡。在匹配網絡中還可用其它傳輸線(例如，微波線)、集總元件(例如，電感器和電容器)等，并在本發明的范圍內。
為了簡化，最優化匹配網絡以減小在特定頻率組處的IM3失真。為了改進線性度，應在由頻帶選擇濾波器(即，在蜂窩收發機中的雙工器)確定的頻率范圍內(Δf)最優化匹配網絡。
為了清楚，描述本發明具有作為雙極結型晶體管(BJT)實施的非線性電路。本發明還可用于其它非線性電路，包括FET、MOSFET、MESFET、HBT、P-HEMT和其它。如這里所用到的，“晶體管”一般是指任何非線性電路，而不限于BJT。
本發明的一個方面提供包括本發明的匹配網絡的電子電路(例如，LNA、混頻器和其它非線性電路)。本發明的另一個方面提供用來設計本發明的匹配網絡的軟件碼。
提供較佳實施例的上述描述以使得熟悉本技術領域的人員能進行或運用本發明。對這些實施例的各種變化對于熟悉本技術領域的人員是顯而易見的，而且這里所定義的一般原理可用于其它實施例，而無需進行創造性勞動。因此，本發明不限于這里所示的實施例而與這里解釋的原理和新穎性的最寬范圍相一致。
權利要求
1.一種電子電路，其特征在于，包括有源電路，包括耦合到信號源的輸入以及耦合到負載的輸出，其中上述有源電路具有偶階非線性度和奇階非線性度，并構成以對來自信號源的輸入信號進行操作，其中所述輸入信號包括以第一頻率為中心的所需信號和以第二頻率為中心的不想要信號；和第一匹配網絡，在所述信號源和有源電路的輸入之間或所述負載和有源電路的輸出之間耦合；其中，在分諧波頻率或所述第二頻率的第二諧波或者兩者處調諧第一匹配網絡，以減小由于有源電路的偶階和奇階非線性度所致的互調失真。
2.如權利要求1所述的電路，其特征在于，所述第一匹配網絡包括用來調諧阻抗的微帶線路。
3.如權利要求1所述的電路，其特征在于，所述第一匹配網絡包括集總電抗性電路。
4.如權利要求1所述的電路，其特征在于，在所述第二頻率的第二分諧波處短路所述有源電路的輸出。
5.如權利要求1所述的電路，其特征在于，在所述第二頻率的第二分諧波處，開路所述有源電路的輸出。
6.如權利要求1所述的電路，其特征在于，在所述第二頻率的第二分諧波處短路所述信號源的輸出阻抗。
7.如權利要求1所述的電路，其特征在于，調諧所述第一匹配網絡以通過用由于奇階非線性度所致的互調產物抵消由于偶階非線性度所致的互調產物來減小互調失真。
8.如權利要求1所述的電路，其特征在于，將所述第一匹配網絡設在信號源和所述有源電路的輸入之間。
9.如權利要求1所述的電路，其特征在于，將所述第一匹配網絡設在負載和所述有源電路的輸出之間。
10.如權利要求1所述的電路，其特征在于，還包括第二匹配網絡，設在所述有源電路的負載和輸出之間；和其中將所述第一匹配網絡設在所述信號源和所述有源電路的輸入之間。
11.如權利要求1所述的電路，其特征在于，所述第一匹配網絡實現在分諧波頻率處的阻抗的第一復數值以及在所述第一頻率的第二諧波處的阻抗的第二復數值，選擇它們以減小互調失真。
12.如權利要求1所述的電路，其特征在于，所述第一匹配網絡在第一頻率處對阻抗具有最小影響。
13.一種被用作放大器或混頻器的電路，其特征在于，包括晶體管，包括耦合到信號源的基極和耦合到負載的集電極，其中所述晶體管具有偶階非線性度和奇階非線性度并配置成對來自信號源的輸入信號進行操作，其中所述輸入信號包括以第一頻率為中心的所需信號和以第二頻率為中心的不想要信號；第一匹配網絡，在所述信號源和基極之間耦合；和電路元件，在集電極和電路的輸出之間耦合，其中選擇所述電路元件以使得在所述第二頻率的第二諧波處將負載與集電極隔離開來；其中，調諧所述第一匹配網絡以通過用由奇階非線性度所致的互調產物抵消由偶階非線性度所致的互調產物來減小互調失真。
14.如權利要求13所述的電路，其特征在于，將電路元件配置成提供到AC接地的近似短路或在所述第二頻率的第二諧波處的近似串聯開路。
15.一種減小對輸入信號進行操作的有源電路的互調失真的方法，其中所述輸入信號包括以第一頻率為中心的所需信號和以第二頻率為中心的不想要信號，其特征在于，所述方法包括確定有源電路的負載阻抗；確定有源電路的源阻抗；以具有輸入和輸出的非線性模型建立所述有源電路的模型，其中所述模型的輸入耦合到源阻抗而所述有源電路的輸出耦合到負載阻抗；和定義第一匹配網絡，其中所述第一匹配網絡耦合在所述模型輸入和源阻抗之間或者在所述模型輸出和負載阻抗之間；和對于所述第一匹配網絡的一個或多個阻抗值，計算由于有源電路所致的互調失真，其中在分諧波頻率或第二頻率的第二諧波處計算阻抗值；和選擇所述第一匹配網絡的阻抗值以減小互調失真。
16.如權利要求15所述的方法，其特征在于，還包括在所述第二頻率的第二諧波處，使有源電路的輸出阻抗短路。
17.如權利要求15所述的方法，其特征在于，在所述模型輸出和負載阻抗之間耦合所述第一匹配網絡。
18.如權利要求15所述的方法，其特征在于，在模型輸入和源阻抗之間耦合第一匹配網絡。
19.如權利要求18所述的方法，其特征在于，還包括根據源阻抗和所述第一匹配網絡的所選阻抗值，確定輸入匹配網絡阻抗(Zimn)；和在以第一頻率為中心的頻率范圍內近似地保持Zimn相似的值。
20.如權利要求15所述的方法，其特征在于，第一匹配網絡耦合在模型輸入和源阻抗之間，所述方法進一步包括確定耦合在模型輸出和負載阻抗之間的第二匹配網絡；對第二匹配網絡的一個或多個阻抗值計算由有源電路產生的互調失真，其中在分諧波頻率或第二頻率的第二諧波處理計算所述阻抗值；和選擇使它們減小互調失真的第一和第二匹配網絡的阻抗值。
21.如權利要求20所述的方法，其特征在于，所述方法進一步包括根據源阻抗和所述第一匹配網絡的所述阻抗值，確定輸入匹配網絡阻抗(Zimn)；根據負載阻抗和所述第二匹配網絡的所選阻抗值，確定輸出匹配網絡阻抗(Zomn)；和在差頻以及上頻率和第二頻率的范圍內選擇Zimn和Zomn的值，來使互調失真最小，其中差頻的范圍是由不想要信號的頻率分離范圍限定的，其中上頻率的范圍是由不想要信號的第二頻率的第二諧波范圍限定。
22.如權利要求15所述的方法，其特征在于，還包括在所述第二頻率的第二諧波處短路源阻抗。
23.如權利要求15所述的方法，其特征在于，調諧所述第一匹配網絡以通過用由奇階非線性度所致的互調產物抵消由偶階非線性度所致的互調產物來減小互調失真。
24.如權利要求15所述的方法，其特征在于，所述第一匹配網絡實現在分諧波頻率處的第一復數值和在第二頻率的第二諧波處的輸入阻抗的虛部值，它們減小互調失真。
全文摘要
一種在有源電路的輸出處減小互調失真的技術,其中上述有源電路具有偶階和奇階非線性度。以由奇階非線性度產生的IM3產物抵消由有源電路的偶階非線性度產生的IM3產物。通過調節有源電路的源或負載阻抗或兩者,操縱IM3產物的幅度和相位。通過在分諧波和第二諧波頻率(即,IM2產物的頻率)處調節有源電路的阻抗,可以操縱由偶階非線性度產生的IM2產物的幅度和相位。通過在分諧波或第二諧波頻率或兩者處,適當地調諧或“匹配”有源電路的源或負載或兩者的阻抗,可以調節IM2產物的幅度和相位,從而由于偶階非線性度導致的IM3產物近似刪除IM3產物。
文檔編號H03F1/32GK1329774SQ99814035
公開日2002年1月2日 申請日期1999年12月3日 優先權日1998年12月4日
發明者V·阿帕林, C·K·佩爾西科 申請人:高通股份有限公司