專利名稱：音響信號波形加重處理裝置及方法
技術領域：
本發明涉及音響信號的波形的加重處理，即改善各種音響裝置音質的音響信號波形加重處理裝置及其方法，特別是不影響音響信號波形的特征，而加重低音域及高音域，使得低音域及高音域的音質能夠高度改善的音響信號波形加重處理裝置及其方法。
一般來說，使音響裝置所輸出的音響信號的音質的改善手法，幾乎都是著眼于幅頻特性，而考慮到音響信號的相頻特性的幾乎沒有。這是因為音響信號的相位特性對人聽覺而言并非重要的因素。
而音響裝置的音質評價，只要音響信號的幅頻特性、失真、S／N比等基本性能滿足在一定水準以上，則無需更多的性能評價，而以個人主觀感覺作為評價方式的也不少。
所以，以往的音響裝置的音質改善方法是以放大器及過濾器的幅頻特性的改善而達到，而考慮到以相頻特性來改善音質的方法幾乎沒有。
但是，按以往的手法，構成音響裝置的放大器及過濾器的幅頻特性，改善處理時，相伴而影響其相頻特性也會產生變化，因此，特別是就中音域附近的高音域及低音域而言，并不能滿足使用者所要求的高音質改善效果是其問題之所在。
這里，本發明的目的在于其所構成音響信號的頻率成份中，特別是中音域及該中音域附近的低音域及中音域附近的高音域的頻率成份相互間的相位關系不會破壞，而可產生所期望的幅頻特性，而高度的改善音質的音響信號波形加重處理裝置及其方法。
為達到上述目的，本發明的音響信號波形加重處理裝置具有；將輸入音響信號作偶數次積分的一或多次偶數次積分手段的手段群和，將所述的輸入音響信號作偶數次微分的一或多次偶數次微分手段和，將所述積分手段群的輸出及所述微分手段群的輸出與所述輸入信號以同相位或反相位方式相加至所述輸入信號的加法運算手段。
所述積分手段群具備有對所述輸入音響信號作順序2重積分的多次2重積分手段，所述微分手段群系具備有對所述輸入音響信號作順序2階微分的多次2次微分手段，所述加法運算手段，具備有對所述的多次2重積分手段的輸出再分別乘以第1系數的多個第1系數手段；和將所述多個第1系數手段的輸出相加的第1加法手段；和對所述多次的2階微分手段的輸出分別乘以第2系數的多次第2系數手段；和對將所述多次的第2系數手段的輸出作加法運算的第2加法運算手段和所述第1加法運算手段的輸出再乘以第3系數的第3系數手段；和對所述第2加法運算手段的輸出再乘以第4系數的第4系數手段；和對所述第3系數手段的輸出及第4系數手段的輸出加法運算至所述輸入音響信號的第3加法運算手段等所組成。
在此具備有所述第1系數手段作乘法運算的所述第1系數的系數群及具備有所述第2系數手段作乘法運算的所述第2系數的系數群是，由所期望的幅頻特性而決定。
而所述第3系數手段作乘法運算的第3系數是，由所述輸入音響信號的低音域所加重的程度而決定，所述第4系數手段作乘法運算的第4系數是由所述輸入音響信號的高音域所加重的程度而決定，而且，所述積分手段群，是由單一的2重積分器所構成。
所述微分手段群，是由單一的2階微分器所構成。
所述加法運算手段，是將所述2重積分器的輸出及所述2階微分器的輸出反相，再分別以任意系數相乘，再由所述輸入信號作加法運算相加所組成。
而且，本發明的音響信號加重處理裝置，是將輸入音響信號以順序2重積分的串聯連接的多個2重積分電路群和，將所述輸入音響信號以順序2階微分的串聯連接的多個2階微分電路群和，所述多個的2重積分電路中的偶數項的2重積分電路的輸出，分別乘以第1系數的第1系數器群和，將所述第1系數器群的輸出反相作加法的第1加法運算回路和，將所述多個2重積分電路的奇數號電路的2重積分電路輸出分別乘以第2系數的多個第2系數器群和，所述的第2系數器群的輸出及所述第1加法運算電路的輸出反相作加法運算第2加法運算電路和，所述第1加法運算電路之輸出再乘以第3系數的第3系數器和，所述第2加法運算電路的輸出再乘以第4系數的第4系數器和，所述第3系數器的輸出及所述算4系數器的輸出及所述輸入音響信號作加法運算的第3加法運算電路等所組成。
而且，本發明之音響波形加重處理裝置具備有；將輸入音響信號的低音域及高音域的波形加重的無源元件所組成的波形加重電路和，將所述波形加重電路輸出與所述輸入音響信號相加的加法運算電路和，以所述加法運算電路作加法運算的所述波形加重電路的輸出電路和，由可變動控制所述輸入音響信號之間的比例，使之形成可變動控制所組成。
而且本發明之音響波形加重處理裝置具有將輸入音響信號偶數次積分的第1步驟和，將所述輸入音響信號的偶數次微分的第2步驟和，用所述第1步驟偶數次積分的偶數次積分信號及用所述第2步驟偶數次微分的偶數次微分信號一起相加到音響信號的第3步驟所組成。
這里所述第1步驟是將所述輸入音響信號順序多次2重積分，
所述第2步驟是將所述輸入音響信號順序多次2階微分；所述第3步驟是將所述第1步驟的多次2重積分值，分別乘以第1系數的第4步驟和，所述第4步驟以所述第1系數相乘的2重積分值作加法運算的第5步驟和，對所述第2步驟多次的2階微分值，分別乘以第2系數的第6步驟和，用所述第6步驟以所述第2系數相乘的2階微分值再作加法運算的第7步驟和，用所述第5步驟作加法運算的加法運算值及所述第7步驟作加法運算的加法運算值分別乘以第3系數及第4系數，再與所述輸入音響信號作加法運算的第8步驟等所組成。
在此含有所述第1系數的第1系數群及含有第2系數的第2系數群是，由所希望的幅頻特性而決定的。
而且，所述第3系數及所述第4系數是，由所述輸入音響信號的低音域及高音域的加重程度而決定的。
附圖的簡單說明
圖1是本發明適用于音響信號波形加重處理裝置構成的音響信號波形加重處理裝置普通構成框圖。
圖2是圖1所示音響信號波形的加重處理裝置所產生的幅頻特性一例的圖示。
圖3足實現如圖2所示的幅頻特性時，如圖1所示的音響信號波形加重處理裝置的相頻特性的圖示。
圖4是表示在圖2所示出的幅頻特性的不必要的頻率范圍，修正了具有大增益缺點的實用性實施例的幅頻特性圖。
圖5是實現了如圖4所示的幅頻特性時，如圖1所示音響信號波形加重處理裝置的相頻特性的圖示。
圖6是表示圖1所示音響信號波形加重處理裝置所產生的幅頻特性一例的圖。
圖7是表示實現如圖6所示的幅頻特性時，如圖1所示音響信號波形加重處理裝置的相頻特性的圖。
圖8是表示在圖6所示出的幅頻特性的不必要的頻率范圍，修正了具有大增益缺點的實用性實施例的幅頻特性圖。
圖9是表示實現如圖8所示的幅頻特性時，如圖1所示音響信號波形加重處理裝置的相頻特性的圖。
圖10是適用本發明相關的音響信號波形加重處理裝置及方法所構成的音響信號波形加重處理裝置的具體構成的電路圖。
圖11是表示圖10的2重積分電路的具體例的電路圖。
圖12是表示圖10的2階微分電路的具體例的電路圖。
圖13是表示本發明相關的音響信號波形加重處理裝置的另一實施例的電路圖。
圖14是圖13所示波形加重電路的具體例的電路圖。
圖15是圖13所示波形加重電路的另一具體實施例的電路圖。
圖16是表示圖13所示電路的波形加重電路的幅頻特性及加法運算電路的原信號幅頻特性的圖。
圖17是圖13所示的電路的綜合幅頻特性的圖。
圖18是圖13所示電路中，通過追加一個可變電阻器，就可以將低音域及高音域的加重，是用一個可變電阻器調整的本發明相關音響信號波形加重處理裝置的另一其他實施例的電路圖。
圖19是表示圖18所示電路當高、低音域的加重程度變化時的幅頻特性的圖。
下面根據附圖，詳細說明本發明相關的音響信號波形加重處理裝置及方法的實施例。
圖1是適用本發明的相關音響信號波形加重處理裝置及方法所組成的音響信號波形加重處理裝置的一實施例的概略構成框圖。
在圖1中，該音響信號波形加重處理裝置是以構成音響信號的中音域及該中音域附近的低音域及高音域的頻率成份相互間的相位關系不干擾，使高音域和低音域能得到如所期望性能的改變了的幅頻特性，是由對輸入端(Input)所輸入的時間t的函數的原信號f(t)的低音域作加重處理的低音域加重處理部100，和由對輸入端(Input)所輸入的原信號f(t)的高音域作加重處理的高音域加重處理部200，和對在低音域加重處理部100中，所進行的低音域加重處理的決定低音域加重程度的系數器300，和在高音域加重處理部200中，對高音域加重處理部所進行的高音域加重處理的高音域加重信號h(t)再與綜合系數C相乘之后，通過輸出Ch(t)，決定高音域加重程度的系數器400，和將系數器300輸出的低音域所加重的信號Bg(t)及輸入端(Input)所附加的原信號f(t)及將系數器400所輸出的高音域的加重信號Ch(t)相加，由輸出端(0utput)將輸出信號F(t)輸出的加法器500等部分所組成。
這里的低音域加重處理部100是將施加于輸入端(Input)的原信號f(t)順序2重積分產生中間信號g1(t)、g2(t)、．．．、gp(t)的多個2重積分器Ⅱ1、Ⅱ2、IIp，和所輸出的中間信號g1(t)、g2(t)、．．．、gp(t)再用預設系數-B1、B2、…、(-1)PBp分別相乘的多個系數器b1、b2、．．．、bp，和將系數器b1、b2、．．．bp的輸出相加，以低音域加重信號g(t)輸出的加法器SUMI所組成。
而其系系數器b1、b2、…bp所作乘法的系數群B1、B2、…Bp是由下述所期望的相頻特性來決定，所以不僅是正值，負值也可以。
而高音域加重處理部200是由施加到輸入端(Input)的原信號f(t)順序2階微分，以中間信號h1(t)、h2(t)、．．．、hq(t)輸出的多個2階微分器DD1、DD2、．．．、DDq，和所輸出的中間信號h1(t)、h2(t)、．．．、hq(t)再由預設系數-C1、C2、．．．、(-1)qcq分別相乘的多個系數器c1、c2、．．．、cq，和將系數器c1、c2、．．．、cq的輸出相加的高音域加重信號h(t)輸出的加法器SUMD所組成。
還有，用系數器c1、c2、．．．、cq所乘法運算的系數群C1、C2、．．．、Cq是由下述所期望的相頻特性來決定，所以不僅是正值，負值也可以。
現在將上述低音域加重處理部100的低音域加重處理原理說明如下。
施加于輸入端(Input)的原信號f(t)是音頻信號，所以一般應包含多個頻率成份，所以該原信號f(t)可以用f(t)=A1Sin(ω1t+θ1)+A2Sin(ω2t+θ2)+…+AnSin(ωnt+θn)…(1)來表示，可用此公式來說明本發明原理。
在此、A1、A2、…、An分別是表示構成原信號f(t)的頻率振幅成份，ω1、ω2、…、ωn分別表示構成原信號的角頻率，θ1、θ2、、…、θn分別表示構成原信號f(t)的頻率相位角的成份。
此公式(1)可用行列式改寫為
輸入端(Input)所施加式(1)所示原信號f(t)首先用2重積分器Ⅱ1作2重積分處理。所以此時自2重積分器Ⅱ1所輸出的中間信號g1(t)是
在此，將公式(2)與公式(3)作比較時很明顯可知由2重積分器Ⅱ1所輸出的中間信號g1(t)的頻率成份、相位成份所表示的項與原信號f(t)的頻率成份及相位成份所表示的項相同，所以自2重積分器Ⅱ1所輸出的中間信號g1(t)是和原信號f(t)的頻率成份、相位關系相互間維持不變。
而且，由2重積分器Ⅱ1所輸出的中間信號g1(t)的各頻率成份的振幅，對應A1，是A1乘以ω1的-2次冪的值，A2對應的則是A2乘以ω2的-2次冪的值，由此形成與-2次冪成反比例的振幅值，即，由2重積分器Ⅱ1所輸出的中間信號g1(t)的各頻率成份，其角頻率越小時，其振幅以-2次冪成反比例值越大。
而且，自2重積分器Ⅱ1所輸出的中間信號g1(t)，再由2重積分器Ⅱ2作2重積分處理，所以，自2重積分器Ⅱ2所輸出的中間信號g2(t)為
在此，將公式(2)與公式(4)作比較時很明顯可知，由2重積分器Ⅱ2所輸出的中間信號g2(t)的頻率成份和相位成份所表示的項與原信號f(t)的頻率成份和相位成份所表示的項相同。所以自2重積分器Ⅱ2所輸出的中間信號g2(t)與原信號f(t)的頻率、相位相互間的關系維持不變。
而且，自2重積分器II2所輸出的中間信號g2(t)的各頻率成份的振幅，對應A1，是A1乘以ω1的-4次冪的值，對應A2，則是A2乘以ω2的-4次冪的值，由此形成與角頻率4次冪反比例的振幅值，即由2重積分器所輸出的中間信號g2(t)的各頻率成份，其角頻率越小時，其振幅以角頻率的4次冪成反比例值越大。
同樣的，自2重積分器IIp所輸出的中間信號gp(t)是
在此公式(2)與公式(5)作比較時很明顯可知，由2重積分器Ⅱp所輸出的中間信號gp(t)的頻率成份和相位成份所表示的項與原信號f(t)的頻率成份和相位成份所表示的項相同。所以自2重積分器Ⅱp所輸出的中間信號gp(t)也是以原信號f(t)的頻率成份相互間的相位關系維持不變。
而且，由2重積分器Ⅱp所輸出的中間信號gp(t)的各頻率成份的振幅，對應A1，是A1乘以ω1的-2p次冪的值，對應于A2的則是A2乘以ω2的-2p次冪的值，由此形成和角頻率2p次冪成反比例的振幅值。即由2重積分器所輸出的中間信號gp(t)的各頻率成份，其角頻率越小時，則與角頻率的-2p次冪成反比例其振幅值越大。
2重積分器Ⅱ1、Ⅱ2、．．．、Ⅱp分別輸出的上述公式(3)至公式(5)中所示中間信號g1(t)、g2(t)、．．．、gp(t)是用系數器b1、b2…bp所預設定系數-b1、b2…(-1)pBp分別相乘，用加法器SUMI將其作加法處理。
所以，自加法器SUMI輸出的低音域加重信號g(t)是g(t)=-B1g1(t)+B2g2(t)-…+(-1)pBpgp(t)…(6)即，此低音域加重信號g(t)，簡要說明如下，用-B1當作B1，用Bp置換(-1)pBp，為
所以，公式(2)與公式(7)作比較時明顯可知，低音域加重信號g(t)的頻率成份和相位成份所表示的項與原信號f(t)的頻率成份和相位成份所表示的項相同。所以可知低音域加重信號g(t)與原信號f(t)的頻率成份、相位關系維持不變。
而且低音域加重信號g(t)的各頻率成份所表現的項不會有共振項。本發明可在低音域產生特定的沒有共振的原始音質的音質，這是改善的重要結果。
其次，高音域加重處理部200的高音域加重處理的原理說明如下。
施加至輸入端(Input)的式(1)所示的原信號f(t)；首先以2階微分器DD1用2階微分處理。所以此時自2階微分器DD1所輸出的中間信號h(1)為
在此，將公式(2)與公式(8)作比較時明顯可知，由2階微分器DD1所輸出的中間信號h1(t)的頻率成份和相位成份其表示的項與原信號f(t)的頻率成份和相位成份所表示的項相同。所以，可知自2階微分器DD1所輸出的中間信號h1(t)與原信號f(t)的頻率成份、相互間的相位關系維持不變。
而由2階微分器DD1所輸出的中間信號h1(t)的各頻率成份的振幅，對應A1，是用A1乘以ω1的2次冪的對應值，對應于A2的則是，用A2乘以ω2的2次冪的值，由此形成與角頻率2次冪正比例的振幅值，即，由2階微分器所輸出的中間信號h1(t)的各頻率成份的振幅，當角頻率越高時，以角頻率的2次冪成正比值越大。
而自2階微分器DD1所輸出的中間信號h1(t)，再以2階微分器DD2作2階微分處理，自2階微分器DD2所輸出的中間信號h2(t)為
在此將公式(2)與公式(9)作比較時很明顯可知，由2階微分器DD2所輸出的中間信號h2(t)的頻率成份和相位成份其表示的項與原信號f(t)的頻率成份和相位成份所表示的項相同。所以可知自2階微分器DD2所輸出的中間信號h2(t)也是以原信號f(t)的頻率成份、相互間的相位關系維持不變。
而由2階微分器DD2所輸出的中間信號h2(t)的各頻率成份的振幅，對應A1，以A1乘以ω1的4次冪為對應值，對應于A2的則以A2乘以ω2的4次冪為對應值，由此形成以角頻率4次冪成正比例的值，即由2階微分器DD2所輸出的中間信號h2(t)的各頻率成分的振幅，當其角頻率越高時，則與角頻率的4次冪成正比例值越大。
同樣的，自2階微分器DDq所輸出的中間信號hg(t)為
將公式(2)與公式(10)作比較時很明顯可知，由2階微分器DDq所輸出的中間信號hgq(t)的頻率成份和相位成份其表示的項也與原信號f(t)的頻率成份和相位成份所表示的項相同。所以，自2階微分器DDq所輸出的中間信號hq(t)也與原信號f(t)的頻率成份、相互間的相位關系維持不變。
而且，由2階微分器DDq所輸出的中間信號hq(t)的各頻率成份的振幅，對應A1，由A1乘以ω1的2q次冪為對應值，對應于A2，則是由A2乘以ω2的2q次冪為對應值，由次形成與角頻率2q次冪成正比例的值。即，由2階微分器所輸出的中間信號hq(t)的各頻率成分的振幅，其角頻率越高時，則與角頻率的2q次冪成正比例值越大。
2階微分器DD1、DD2、．．．DDq分別輸出的上述公式(8)至公式(10)中所示中間信號h1(t)、h2(t)…hq(t)由系數器c1、c2、…Cq所預設定系數-C1、C2、…(-1)qCq分別相乘，由加法運算器SUMD將其做加法處理。
所以自加法器SUMD所輸出的高音域加重信號h(t)為h(t)=-C1h1(t)+C2h2(t)-…+(-1)qCqhq(t)…(11)即，為高音域加重信號h(t)作簡略說明，以-C當作C1，以Cq置換(-1)qCq，為
將公式(2)與公式(12)作比較時很明顯可知，高音域加重信號信號h(t)的頻率成份和相位成份所表示的項與原信號f(t)的頻率成份和相位成份所表示的項相同，所以可知高音域加重信號h(t)與原信號f(t)的頻率成份、相互間的相位關系維持不變。
而高音域加重信號h(t)的各頻率成份所表現的項不會有共振項。這是本發明的音質改善的結果，其重要原因是產生以高音域特定且沒有共振的原始音質。
在低音域加重處理部100中，以上述公式(7)表示的低音域加重處理中所施加的低音加重信號g(t)是以系數器300依低音域加重程度而決定的綜合系數B相乘，作為低音域信號Bg(t)提供給加法器500。
而在高音域加重處理部200中，以上述公式(12)表示的低音域加重處理中所施加的高音域加重信號h(t)是以系數器400與依高音域加重程度而決定綜合系數B相乘，作為高音域信號Ch(t)提供給加法器500。
而輸入端(Input)所施加公式(1)所示原信號f(t)是直接提供給加法器500。
加法運算器500則以上述低音域信號Bg(t)和上述高音域信號Ch(t)和上述原信號f(t)相加在一起，作為輸出信號F(t)輸出至輸出端(Output)。所以，輸出端(Output)所輸出的輸出信號F(t)為F(t)=Bg(t)+f(t)+Ch(t)…(13)即，輸出端(Output)所輸出的輸出信號F(t)為
該公式(14)與公式(2)比較，很明顯可知，此輸出信號F(t)的頻率成份和相位成份所表示的項，與原信號f(t)的頻率成份和相位成份所表示的項相同，該輸出信號F(t)是與原信號f(t)的頻率成份、相互間的相位關系維持不變。
而上述公式(14)中僅將振幅一項移出時如下式
在此表示原信號各頻率成份的振幅的值A1，A2，…，An所相關的每個系數，分別設計在頻率軸上時，則可以顯現出此音響信號波形加重處理電路的幅頻特性。
圖2是按上述公式(15)選擇適當的系數B1、B2、…，Bp、B，及C1、C2、．．．Cq、C，而如圖1所示音響信號波形加重處理裝置的幅頻特性的一例的圖示。
在圖2中明顯可知的此音響信號波形加重處理裝置的幅頻特性為中音域平坦。而在低音域方面，頻率越低則增益越高，在高音域方面，頻率越高則增益也越高。
還有、系數B1、B2、．．．Bp及C1、C2、．．．Cq如以下所示，可求出未知數是(p+q)的n元一次連立方程式的解。
在此，V1、V2、．．．Vn是所期望的幅頻特性上的角頻率ω1、ω2、．．．ωn所對應的增益的期待值。
此公式(16)所示的聯立方程式無一般解，可按設定條件得到解。
最簡單的方式是在公式(16)所示的聯立方程式中，若p+q=n時，可求得系數群B1、B2、．．．Bp及C1、C2、．．．Cq的解。
例如在圖1的構成中，當p=q=1時，即，2重積分器Ⅱ1、Ⅱ2、…Ⅱp及2階微分器DD1、DD2、．．．DDq，其分別為1段構成時，若設定2點的期待點V1及V2時，通過求解2元一次聯立方程式。
可求出系數B1及C1。
又，例如在圖1的構成中，當p=q=4時，即，2重積分器Ⅱ1、Ⅱ2、．．．Ⅱp及2階微分器DD1、DD2、．．．DDq，其分別為4段構成時，若設定8點的期待點V1、V2…、V8時，通過求解8元一次聯立方程式
可求出系數B1、B2、B3、B4、及C1、C2、C3、C4。
其他的任意方式則無法得一般解、僅可得近似解及特殊解。
還有在圖1的構成中，當p=q=1時，即，2重積分器Ⅱ1、Ⅱ2、Ⅱp及2階微分器DD1、DD2、DDq分別為1段構成時，其輸出信號F(t)為
此構成是成本-效能比為最大的應用例。
但是在公式(14)中，系數B1、B2、…Bp及系數C1、C2、…Cq都是正值時，角頻率ω接近0時，其輸出信號F(t)是發散的。同樣在公式(14)中，若角頻率ω變大時則輸出信號F(t)為發散。
所以，在圖1的構成中，在超低音域及超高音域方面，增高不必要的增益，并不實用。
在此實際的電路構成中，在音響信號完全不必要的范圍內，為使增益不要發散，而選擇適當的系數B1、B2、…Bp及系數C1、C2、…Cq的符號、及使用阻斷過濾器的構成。此時插入阻斷過濾器的位置是考慮實際的裝置構成及計算過程的動態范圍及S／N比而決定的。
但是，在本發明的音響信號波形加重方法中，如上述所示，能夠正確滿足任意形狀的幅頻特性需要的系數群B1、B2、．．．Bp及C1、C2、．．．Cq，一般來說并不存在。但是此情形，并不有損本發明的有效性。
本發明使用極簡單的原理，在實用上重要的頻率范圍內，能確保頻率成份相互間的同相位特性，對于任意要求得到的一般解并非其本質。
本發明并非使用于滿足微細加重特性，可應用于如麥克風及喇叭等電氣一機械系統的特性修正、空氣中的聲波傳播特性的修正、聽覺感覺度修正，環境影響等，適用范圍很廣泛，僅簡單的調整(例如綜合系數B及C的調整)即可適應，是本發明最大的特征之一。
而本發明的音質加重，即使對于全頻率范圍內沒有共振的低音域、高音域的加重處理時，也可產生干凈而原始之音質。
一般而言，在音響工程學中，并不重視音質方面音響信號的時間軸波形的特征，但另一方面實際上如眾所周知對音色也有影響。
時間軸的波形特征是否對音質有所影響并非本發明的本質。本發明的本質在于不破壞音響信號的波形特征而能不破壞在時間軸上的波形特征。
還有，就音響信號積分、微分、加法運算等具體的手法而言，模擬方式、數字方式各種手法都可以采用。
即，某時間區間內的任意音響信號無礙于實用上的一般傅立葉級數來表現即可。此傅立葉級數中作偶數次積分、偶數次微分所產生的級數的頻率成份和相位成份與原信號的信號成份為同相或異相位。在此，這些級數的項次是同相或異相均已知，所以在必要的頻域內作偶數次微分、積分所得的信號再乘以適宜的系數群所得頻率成份再作加法運算，則可以產生所期待的幅頻特性。
圖3是實現上述圖2所示的相頻特性時，如圖1所示的音響信號波形加重處理裝置的相頻特性的圖示。由圖3所示的相頻特性中可知，原信號f(t)的輸出信號F(t)的相位差在有效頻率范圍內為0度。
圖4是圖2所示的幅頻特性在特定的頻率范圍修正不必要的大增益的缺點后，其實用上的實施例的幅頻特性的圖示。此幅頻特性是在頻率L3以下的范圍內使用低音域阻斷過濾器使增益不再增加，而且在頻率H3以上也使用高音域阻斷過濾器，使此范圍增益不再增加。
圖5是實現圖4所示相頻特性時，如圖1所示的音響信號波形加重處理裝置的相頻特性的圖示。
一般而言，使用低音域阻斷過濾器將低音域阻斷時，其低音域的相位向前移位，而且使用高音域阻斷過濾器將高音域阻斷時，其高音域的相位會向后移位。
所以為實現此圖4所示的幅頻特性時，在有效的音響頻率范圍內為使其不致產生相位差，所以在相位差的產生范圍如L3及H3的外側那樣，即將低音域阻斷過濾器及高音域阻斷過濾器定為常數。
圖6是實現如圖8所示那樣的幅特性時，用圖1所示的音響信號波形加重處理裝置得到幅頻特性的一例。該圖6所示的幅頻特性在圖1所示的構成中，設定p=q=5的程度即可。該圖6所示幅頻特性其特征是在其頻率L3及H3附近時增益為最低。
而圖7是實現圖6所示相頻特性時如圖1所示的音響信號波形加重處理裝置的相頻特性的圖示。
由圖7所示的相頻特性中可知針對原信號f(t)的輸出信號F(t)的相位偏移在有效頻率范圍內為0度。
但是此時也如圖6所示一樣，在頻率L4及H4的外側時增益急增所以實用上并不適用。因此，于頻率L4的外側所形成的不要低音域及頻率H4的外側所形成不要高音域內分別裝設有阻斷功能的低音域阻斷過濾器及高音域阻斷過濾器。
圖8是圖6所示的幅頻特性在特定頻率范圍內對不必要的大增益的缺點修正后，其實用上的實施例的幅頻特性的圖示。該幅頻特性是在頻率L3以下的范圍內使用低音域阻斷過濾器使增益不再增加、而且也使用高音域阻斷過濾器使頻率使H3以上的頻域里增益不再增加。
圖9是實現圖8所示相頻特性時，如圖1所示的音響信號波形加重處理裝置的相頻特性的圖示。
此時使用低音域阻斷過濾器，當將低音域阻斷時，其低音域的音響信號波形相位向前移位，而使用高音域阻斷過濾器將高音域阻斷時，其高音域的音響信號波形相位向后移位。
在實現圖8所示幅頻特性時，在有效的音響頻率范圍內，為使其不致產生相位偏移，所以在產生相位偏移范圍的L3及H3的外側，將低音域阻斷過濾器及高音域阻斷過濾器設定為常數。
而且，上述音響信號波形加重處理裝置的具體實現，由下列部分所組成，1)無源元器件和有源元器件組成的模擬電路2)數字信號硬件運算裝置3)數字信號處理器(DSP-Digital Signal Processor)軟件運算裝置4)套裝軟件及聲音插件板控制軟件所組裝的裝置圖10是實現本發明所相關的音響信號波形加重處理裝置以無源元件和有源器件組成的模擬電路的具體電路構成的電路圖。
在圖10中，低音域加重電路10對應圖1所示的低音域加重處理部100，圖10所示高音域加重電路20對應圖1所示高音域加重處理部200，圖10所示低音域音調調整電路30對應圖1所示系數器300，圖10所示高音域音調調整電路40對應圖1所示系數器400，圖10所示加法電路50對應圖1所示加法器500。
這里的低音域加重電路10是，N個2重積分電路11-1、11-2、11-3、11-4、．．．、11-(N-1)、11-N及N個2重積分電路11-1、11-2、11-3、11-4、．．．、11-(N-1)11-N的輸出所分別連接的N個系數器12-1、12-2、12-3、12-4、．．．、12-(N-1)、12-N，及運算放大器13、電阻器14所構成的系數器12-2、12-4、．．．、12-N的輸出所相加的第1反相放大電路、電阻器15及運算放大器16及電阻器17所構成的上述第1反相放大電路的輸出及系數器12-1、12-3、．．．、12-(N-1)的輸出所相加的第2反相放大電路所構成。
在此低音域加重電路10的N個2重積分電路11-1、11-2、11-3、11-4、．．．．、11-(N-1)、11-N對應圖1所示的2重積分器Ⅱ1、Ⅱ2、．．．、Ⅱp，而N個系數器12-1、12-2、12-3、12-4、．．．、12-(N-1)、12-N則對應圖1所示的系數器b1、b2、．．．bp，而上述第1反相放大電路及第2反相放大電路則對應圖1所示的加法運算器SUMI。
上述N個2重積分電路11-1、11-2、11-3、11-4、．．．11-(N-1)、11-N，可分別用圖11所示的電路構成。
在圖11中，該2重積分電路(Ⅱ-B)11是電阻器Ⅱ-R1，電容器Ⅱ-C1，電阻器Ⅱ-R3，運算放大器Ⅱ-OP1所組成第1積分電路及電阻器Ⅱ-R2、電容器Ⅱ-C2、電阻器Ⅱ-R4、運算放大器Ⅱ-OP2所組成的第2積分電路所構成，自輸入端Ⅱ-in所輸入的信號經2重積分后，由輸出端Ⅱ-out輸出。
而高音域加重電路20是由N個2階微分電路21-1、21-2、21-3、21-4、．．．．、21-(N-1)21-N及N個2階微分電路21-1、21-2、21-3、21-4、．．．21-(N-1)、21-N的輸出所分別連接的N個系數器22-1、22-2、22-3、22-4、．．．、22-(N-1)、22-N及運算放大器23及電阻器24所構成的系數器22-2、22-4、．．．22-N的輸出所相加的第1反相放大電路、及電阻器25及運算放大器26及電阻器27所構成的上述第1反相放大電路的輸出及系數器22-1、22-3、．．．22-(N-1)的輸出所相加的第2反相放大電路所構成。
在此高音域加重電路20的N個2階微分電路21-1、21-2、21-3、21-4、．．．21-(N-1)、21-N對應圖1所示的2階微分器DD1、DD2、．．．DDq，而N個系數器22-1、22-2、22-3、22-4、．．．．、22-(N-1)22-N則對應圖1所示系數器c1、c2、．．．cq，而上述第1反相放大電路及第2反相放大電路則對應圖1所示的加法器SUMD。
上述N個2階微分電路21-1、21-2、21-3、21-4、．．．．、21-(N-1)、可分別由圖12所示的電路所構成。
在圖12中，該2階微分電路(DD-B)12是由電阻器DD-R3，電容器DD-C1，電阻器DD-R1、運算放大器DD-OP1所組成的第1微分電路及由電阻器DD-R4、電容器DD-C2、電阻器DD-R2、運算放大器DD-OP2所組成的第2微分電路所組成，自輸入端DD-in所輸入的信號被2次微分后，由輸出端DD-out輸出。
還有，圖10所示的低音域加重電路10及高音域加重電路20的基本動作，與圖1所示的低音域加重處理部100及高音域加重處理部200的基本動作相同。
低音域音調調整電路30是由可變電阻器31，固定電阻器32所組成，進行低音域加重電路10的輸出電平調整，該低音域音調調整電路30的輸出送至加法電路50的輸入端。
高音域音調調整電路40，由可變電阻器41，固定電阻器42所組成，進行高音域加重電路20的輸出電平調整，此高音域音調調整電路40的輸出送至加法運算電路50的輸入端。
加法運算電路50由電阻器51，運算放大器52，電阻器53組成提供了將輸入(Input)信號、低音域音調調整電路30的輸出信號、高音域音調調整電路40的輸出信號相加的第1反相放大器，和電阻器54、運算放大器55、電阻器56所組成、將第1反相放大器的輸出反相，輸出至輸出端(Output)的第2反相放大器所構成。
還有，圖10所示的低音域音調調整電路30及高音域音調調整電路40及加法電路50的基本動作，與圖1所示的300及系數器400及加法器500的基本動作相同。
所以在圖10的構成中也與圖1所示的音響信號波形加重處理裝置一樣，由輸入端(Input)所輸入的音響信號構成的頻率成份相互間的相位關系不破壞，可由輸出端(Output)得到高音域及低音域所期待的特有的加重幅頻特性的輸出信號。
圖13是圖10所示的簡化構成的有關本發明的音響信號波形加重處理裝置的另一其他的實施例的電路圖。
在圖13中，該電路是針對由輸入端(Input)與接地端(Gnd)間所施加的原信號作高音域及低音域有關的波形加重處理的波形加重電路(FL1)600，及針對由輸入端(Input)與接地端(Gnd)施加的原信號加重處理的波形加重電路600及沒有作處理的波形相加的加法運算電路700所組成。
在此，波形加重電路600的具體電路例可以由圖14所示的電路來表示。
該圖14所示的波形加重電路600是由電阻R1，R2，電容C1，C2所組成的提升最大增益約30倍的2重積分電路(低頻域通過過濾電路)，及阻抗R3、R4，電容C3、C4所組成的提升最大增益約30倍的2次微分電路(高頻域通過過濾電路)所結合、構成。
在圖14所示的波形加重電路600中，電容C3、C4所構成之2次微分電路在低音域中阻抗的絕對值與電阻R1、R2，電容C1、C2構成的2次積分電路阻抗的絕對值相比較，幾乎可以忽略。
所以，電阻R1、R2，電容C1、C2所組成的2重積分電路在低音域的幅頻特性中，考慮電路所的受影響，可將電阻R3、R4，電容C3、C4所組成的2次微分電路忽略即可。
而且，由電容C1、C2所構成2重積分電路的高音域相關的阻抗絕對值與由電阻R3、R4，電容C3、C4所構成2次微分電路的阻抗絕對值相比較，是幾乎可以忽略。
所以，電阻R3、R4，電容C3、C4所構成的2次微分電路的高音域中，在幅頻特性中，考慮電路所受的影響，可以將由電阻R3、R4，電容C1、C2所組成的2重積分電路忽略。
由此可知，圖14所示的波形加重電路600，是作為處理高音域和低音域有關的波形加重的電路。
而且，圖14所示的波形加重調電路600可取代圖13所示的電路，而以圖15所示的電路所構成亦可。
圖15所示的電路由電阻R1、R2、R3，電容C1、C2、C3所組成的低音域通過過濾電路及電阻R4、R5、R6，電容C4、C5、C6所組成的高音域通過過濾電路所結合構成。
采用圖15所示的電路時，與圖14所示的電路一樣，也可以加重高音域及低音域相關的波形。
圖15所示的電路，，在原理上低音域或高音域皆是3次處理。在實常數電路中，分別為按微分、積分常數間的相互影響與2次處理特性，所以在實用中是有效的電路。
而且，圖13中，加法運算電路700是由電阻Ri、Rf、Rg，電容Cg，運算放大器OP1所構成。
在此由于設定Ri=Rf，運算放大器OP1以增益為1的反相放大器而動作。即，此運算放大器OP1的輸出與輸入大小相同，而相位相反。電阻Rg對于此電路輸入輸出增益幾乎完全沒有影響。
而且，此加法運算電路的低音域及高音域的加重比例，由于Rg〈〈Ri，因此，電阻Ri的影響可忽視，所以由電阻Rg和電阻Rf的關系而決定。電容Cg是實際電路必要的電容，具有減小運算放大器OP1的直流偏移的功能及除去低頻率的不需要信號成份的功能。
圖16是以圖13所示的電路相關的波形加重電路600的幅頻增益特性CLH及加法電路700的原信號的幅頻特性CM。
如圖16所示幅頻特性CLH可以看出，由波形加重電路600使原信號加重為低音域及高音域，而由幅頻特性CM可以看出加法電路700的原信號的幅頻特性的平滑的。
但是如圖13所示的電路中，由于以輸入端(Input)所輸入的原信號及波形加重電路600而所加重的低音域及高音域的波形加重信號是以加法運算電路700所加法運算后輸出至輸出端(Output)，此圖13所示電路綜合幅頻特性是圖16所示幅頻特性CLH與幅頻特性CM相加起來的頻率特性，即，如圖17所示的幅頻特性CA一樣。
圖18是表示如圖13所示的電路，因追加可變電阻VRg而可將低音域與高音域的加重比例調整的有關本發明者的音響信號波形加重處理裝置另一其他實施例的電路圖。
在圖18中，可變電阻VRg是連接在電阻Rg與接地之間。且，圖18中其他構成與圖13所示的電路一樣。
即，圖18所示的電路中，加法運算電路800是由電阻Ri、Rf、Rg、RVg，電容Cg、運算放大器OP1所構成。
在該圖18所示的構成中，若調整可變電阻VRg時，電阻(VRg+Rg)與電阻Rf的關系變化，由此則可調整對原信號的低音域及高音域的加重比例。
圖19是以圖18所示電路而實現幅頻特性的圖。
如圖19所示那樣，在圖18所示的電路中，若調整可變電阻VRg時，則可使此幅頻特性如CA1、CA2、CA3那樣變。
而且，在上述構成中，積分、微分、乘法運算、加法運算不需要象數學運算一樣嚴謹，在具體實現實用裝置上容許有誤差，也可以不僅作為物理的功能，而且也包括以存儲程序方式進行運算。系數指具有任意符號的數值，加法運算也包含一般的減法運算在內。
而且，信號的運算處理是指在音響信號頻率帶域或比此更寬的帶域內的功能而言。
而就2重積分、2階微分而言，并非純粹積分、微分，不妨礙具體實現實用的音響裝置。
而相位是指集中常數電路的復數阻抗的相位。在本發明的說明中區別具有時間遲延特性的相位延遲，區別于線性電路相位所依存的復數阻抗。
而相位偏移是以特定相位關系的復數頻率成分所形成的輸入信號的功能輸出，其頻率成份的相位關系與其輸入的相位關系不同的現象。
而且，本發明中，所謂低音域是指低頻率范圍，例如300HZ以下的頻率范圍。
而且，高音域是指高頻率范圍，例如1000HZ以上的頻率范圍。
而且，而中音域是指中頻率范圍，例如300HZ至1000HZ之間的頻率范圍。
而且，超低音域是指如50HZ以下的頻率范圍，超高音域是指如6000HZ以上的頻率范圍。
而且，不要低音域是指聽覺上明顯可知所不要的低頻率范圍，例如20HZ以下的頻率范圍，而不要高音域則是指聽覺上明顯可知所不要的高頻率范圍例如20KHZ以上的頻率范圍。
本發明是提供以處理音響信號波形的加重處理而改善各種音響裝置的音質的音響信號波形加重處理裝置及方法，所以可以適用各種音響裝置。如按照本發明，在構成各種音響裝置的音響信號頻率成份中，特別，是中音域或該中音域附近的低音域及高音域的頻率成份不破壞相互間的相位關系，而能產生期望的幅頻特性，此方法實現將低音域及高音域大大加重也不致破壞相位關系的功能，其結果可以將各種音響裝置的音響信號音質極大改善。
權利要求
1．一種音響信號波形加重處理裝置，其特征在于包括具有將輸入音響信號作偶數次積分的1或多次偶數次積分手段的手段群；和將所述的輸入音響信號作偶數次微分的1或多次的偶數次微分的微分手段群；和將所述積分手段群的輸出及所述微分手段群的輸出用與所述輸入信號同相位或是反相位方式與所述輸入信號相加的加法運算手段。
2．根據權利要求1所述的音響信號波形加重處理裝置，其特征在于，其中所述積分手段群，對所述輸入音響信號作順序2重積分的多個2重積分手段；所述微分手段群，具備有對所述輸入音響信號作順序2階微分的多個2階微分手段；所述加法運算手段，具備對有所述的2重積分手段的輸出分別乘以第1系數的多個第1系數手段；和將所述多個第1系數手段的輸出相加的第1加法運算手段，和將所述多個2階微分手段的輸出分別乘以第2系數的多個第2系數手段；和將所述多個第2系數手段的輸出相加的第2加法運算手段；和將所述第1加法運算手段的輸出再乘以第3系數的第3系數手段；和將所述第2加法運算手段的輸出再乘以第4系數的第4系數手段；和將所述第3系數手段的輸出及第4系數手段的輸出相加至所述輸入音響信號的第3加法運算手段。
3．根據權利要求2所述的音響信號波形加重處理裝置，其特征在于，其中包含用所述第1系數手段乘法運算的所述第1系數的系數群及包含用所述第2系數手段乘法運算的所述第2系數的系數群，其數值由所期望的幅頻特性而決定。
4．根據權利要求2所述的音響信號波形加重處理裝置，其特征在于，用所述第3系數手段乘法運算的第3系數是按照對所述輸入音響信號的低音域的加重程度而決定，用所述第4系數手段乘法運算的第4系數是按照對所述輸入音響信號的高音域的加重程度而決定。
5．根據權利要求1所述的音響信號波形加重處理裝置，其特征在于，其中所述積分手段群是由單一的2重積分器所組成；所述微分手段群是由單一的2階微分器所組成；所述加法運算手段是，將所述2重積分器的輸出及所述2階微分器的輸出反相，再分別以任意系數乘法運算，再與所述輸入信號相的加法運算器所組成。
6．一種音響信號加重處理裝置，其特征在于包括，將輸入音響信號以順序2重積分的串級連接的多個2重積分電路群；和所述輸入音響信號以順序2階微分的串級連接的多個2階微分電路群；和所述多個2重積分電路中的偶數項的2重積分電路的輸出，分別乘以第1系數的第1系數器群；和將所述第1系數器群的輸出反相相加的進行第1加法運算的第1加法運算電路；和所述多個2重積分電路中之奇數項的2重積分電路的輸出，分別乘以第2系數的第2系數器群；和所述第2系數器群的輸出與所述第1加法運算電路的輸出反相相加的第2加法運算電路；和所述第1加法運算電路的輸出再乘以第3系數的第3系數器；和所述第2加法運算電路的輸出再乘以第4系數的第4系數器；和所述第3系數器的輸出及所述第4系數器的輸出相加并和所述輸入音響信號的相加的第3加法運算電路。
7．一種音響信號波形加重處理裝置，其特征在于，由具備有將輸入音響信號的低音域及高音域的波形加重的無源元件所組成的波形加重電路；和將所述波形加重電路輸出與所述輸入音響信號相加的加法運算電路；和以改變用所述加法運算電路加法運算的所述波形加重電路的輸出和所述輸入音響信號之間的比例，使之形成可變控制的可變手段所組成。
8．一種音響信號波形加重處理方法，其特征在于由，具有將輸入音響信號偶數次積分的第1步驟；和將所述輸入音響信號偶數次微分的第2步驟；和用所述第1步驟所作偶數次積分的偶數次積分信號及用所述第2步驟所作偶數次微分的偶數次微分信號一起相加到音響信號的第3步驟所組成。
9．根據權利要求8所述的音響信號波形加重處理方法，其特征在于，其中所述第1步驟為所述輸入音響信號以順序多次2重積分；所述第2步驟為所述輸入音響信號以順序多次2階微分；所述第3步驟為所述第1步驟的多次2重積分值，分別乘以第1系數的第4步驟；和用所述第4步驟乘法運算所述第1系數的2重積分值作加法運算的第5步驟；和對所述第2步驟的多次的2階微分值分別乘以2系數的第6步驟；和用所述第6步驟乘以所述第2系數的2階微分值再作加法運算的第7步驟；和用所述第5步驟作加法運算的加法運算值及用所述第7步驟作加法運算的加法運算值分別與第3系數及第4系數相乘，再與所述輸入音響信號作加法運算的第8步驟。
10．根據權利要求9所述的音響信號波形加重處理方法，其特征在于，含有所述第1系數的第1系數群及含有第2系數的第2系數群是由所希望的幅頻特性而決定的。
11．根據權利要求9所述的音響信號波形加重處理方法，其特征在于，所述第3系數及所述第4系數是由所述輸入音響信號的低音域及高音域的加重程度而決定的。
全文摘要
將輸入音響號使用1個或多個偶數次積分器作偶數次積分,同時將該輸入音響信號使用1個或多個偶數次微分器作偶數次微分,將所述偶數次積分的偶數次積分信號及所述偶數次微分的偶數次微分信號,與輸入音響信號為同相位或反相位的方式,加于該輸入音響信號上,而以不破壞該輸入音響信號的中音域及接近該中音域的低音域及接近該中音域的高音域的頻率成分、相互間的相位關系的方式,得到期望的幅頻特性,可高度改善音質。
文檔編號H03G5/10GK1206516SQ97191472
公開日1999年1月27日 申請日期1997年10月22日 優先權日1996年10月22日
發明者角元純一, 赤松則男 申請人:角元純一