專利名稱：壓控振蕩器的制作方法
技術領域：
本發明涉及包括一并聯諧振電路的壓控振蕩器。本發明具體用于，但無需限于，改善常規哈特萊(Hartley)結構壓控振蕩器的帶寬特性。
現有技術壓控振蕩器的帶寬對于某些應用可能是不充分的。例如，在美國專利4450416中，描述了一寬帶壓控振蕩器，它具有一包括多個變容二極管、一電感和電容的諧振電路。控制電壓加至多個變容二極管的陰極以改變它們的電容。相應的，壓控振蕩器的頻率可通過改變控制電壓來控制。遺憾的是，該振蕩器要求在諧振電路中的非常小的電容值(該值通常為2-5皮法)，因此限制了帶寬的改善。
美國專利5144264中公開了一開環增益補償寬帶科耳皮茲(Colpitts)壓控振蕩器，它具有比其它現有技術的科耳皮茲壓控振蕩器更平滑的直流損耗。然而，該寬帶壓控振蕩器的帶寬不是對所有應用都充分。
哈特萊寬帶壓控振蕩器經常用于獲得比可選用的科耳皮茲壓控振蕩器所能達到的更寬的帶寬范圍。遺憾的是，常規哈特萊寬帶壓控振蕩器的一個缺點是直流損耗隨頻率下降。該直流損耗的下降能影響相位噪聲性能，這對某些應用是不理想的。
本發明的目的是克服或減輕與壓控振蕩器相關的問題中的至少一個。
根據本發明的一個方面，提供一壓控振蕩器，包括第一支路，包括至少一個與第一對串聯結構壓控電容串聯的電感，每個壓控電容有一耦合至一公共節點的電極，公共節點與一直流輸入端相連；第二支路，與所述第一支路并聯，所述第二支路包括第二對串聯結構壓控電容，每個壓控電容具有一耦合至一公共節點的電極，所述公共節點與所述直流輸入端相連；一放大器，具有一耦合至所述第一支路和所述第二支路的輸入端，所述放大器具有一用于提供負載的輸出端；一反饋裝置，耦合所述放大器至所述第一公共節點，其中所述反饋裝置適于向所述放大器的所述輸入端提供正反饋。
優選的，所述至少一電感可包括兩個電感，它們耦合至所述一對壓控電容的各自的電極。
相適應的，所述第一對串聯結構壓控電容是一對變容二極管，它們具有直接相互耦合的陰極。
優選的，所述兩個電感可耦合至所述一對變容二極管的各自的陽極。
相適應的，所述第二對串聯結構壓控電容也可是一對變容二極管，它們具有直接相互耦合的陰極。
優選的，所述第一支路的所述一對變容二極管可以在單片封裝中。所述第二支路的所述一對變容二極管也可以在單片封裝中。
優選的，所述第一公共節點能通過一扼流圈耦合至所述直流輸入端。所述第二公共節點也能通過另一扼流圈耦合至所述直流輸入端。
相適應的，所述第二公共節點可耦合至所述反饋裝置。
為使本發明易于理解和實施，現在描述附圖中示出的優選實施方案，其中
圖1是根據本發明的壓控振蕩器的示意圖；圖2示出常規串聯L-C電路；圖3是示出圖2電路的阻抗Z特性隨頻率變化的曲線圖；圖4示出一電感和變容二極管串聯電路。
參考圖1，它示出壓控振蕩器1，它包括并聯的第一支路2和第二支路3。第一支路2包括一對串聯結構壓控電容，形式為變容二極管4、5，每個變容二極管都具有各自的耦合至第一公共節點Cn1的陰極6、7。第一公共節點Cn1通過一高頻扼流圈L1耦合至直流控制電壓輸入端Vctrl。第一支路2還包括兩個電感9和11，它們耦合至變容二極管4、5的各自的陽極8、10。電感11的另一端耦合至地電勢12，電感9的另一端通過耦合電容C1耦合至第二支路3。
第二支路3包括一對串聯結構壓控電容，形式為變容二極管13、14，每個變容二極管都具有各自的耦合至第二公共節點Cn2的陰極15、16。第二公共節點Cn2通過一高頻扼流圈L2耦合至直流控制電壓輸入端Vctrl。變容二極管14的陽極18耦合至地電勢12，變容二極管13的陽極17連接至耦合電容C1的一個電極，從而耦合第一支路2至第二支路3。
第一支路2和第二支路3通過另一耦合電容C2耦合至一晶體管放大器TR的基極輸入端B。晶體管放大器T R的集電極輸出端C通過兩電容C3和C4耦合至輸出負載端OUT。壓控振蕩器1還具有串聯的電容C5和電阻R2，它們耦合晶體管放大器TR的發射極E至第一公共節點Cn1。
電容C1的連接至陽極17的電極通過一高頻扼流圈L3耦合至地電勢12。而且，電容C1和C2的相連接的電極和電感9的一端通過高頻扼流圈L6耦合至地電勢12。進一步，發射極E通過電阻R3和高頻扼流圈L4耦合至地電勢12。
電容C3和C4的相連接的電極通過電阻R1耦合至地電勢12，集電極C通過高頻扼流圈L5耦合至直流供電端VCC。進一步，包括兩串聯電阻R4、R5的分壓網連接于供電端VCC和地電勢12之間，其中，R4和R5的公共節點耦合至基極B來提供適當的偏置。
在該優選實施方案中，變容二極管4、5是包括在單片封裝20中的直接耦合背對背變容二極管。類似的，變容二極管13、14是包括在單片封裝21中的直接耦合背對背變容二極管。
使用中，為激勵壓控振蕩器1進入振蕩狀態，一直流電壓加至VCC(比如12V)。另一可在1V至13V之間的直流電壓可從一鎖相環路(未示出)加至控制電壓輸入端Vctrl。
出現在基極B的背景噪聲或白噪聲通常足以激勵壓控振蕩器1。出現在集電極C的放大的噪聲的一小部分通過一正反饋通路反饋至基極B。該正反饋的發生是由于在基極B和集電極C之間的第一個180度相移。第二個180度相移發生在包括有電阻R1、支路2和3中的無功元件及電容C1和C2的反饋通路中。因此，發生了總量為360度的相移。到達基極B的信號振幅被繼續放大，直至有功損耗和晶體管TR的非線性限制信號的振幅。進一步，因為信號的放大在支路2和3中的無功元件的諧振頻率fo上最大，壓控振蕩器1在這個諧振頻率fo上振蕩。
為了進一步幫助理解本發明，現在描述圖2和圖3。在圖2中示出了串聯L-C電路，它具有隨頻率變化的阻抗Z特性。如圖3所示，阻抗Z特性在諧振頻率fo最小。低于fo時，隨著頻率的增加，L-C電路的電容增加。相反，高于fo時，隨著頻率的增加，L-C電路的電感增加。
可以看出，串聯L-C電路的等效電感Leq可由下式計算Leq＝L[1-(2πfo/2πf)]2對于所有f＞fo其中，諧振頻率fo=1/2π(LC)]]>假設電容C現在被變容二極管Cv替換，且一直流控制電壓Vctrl通過一高頻扼流圈Lc加至變容二極管Cv的陰極。這將形成圖4所示的L-Cv電路。通過增加加至圖4的L-Cv電路的直流控制電壓Vctrl，變容二極管Cv的電容將減小。相應的，通過逐漸增加控制電壓Vctrl，L-Cv電路的諧振頻率fo將逐漸增加。
再參照圖1，當加有控制電壓Vctrl時，變容二極管4、5的電容減小。相應的，第一支路2的阻抗Z主要為感性，并包括第一等效電感Leq1和第二等效電感Leq2。第一等效電感包括變容二極管4和電感9，而第二等效電感Leq2包括變容二極管5和電感11。然而，雖然控制電壓Vctrl也加至變容二極管13和14，第二支路3保持容性。
表1示出了壓控振蕩器1的第一和第二等效電感Leq1和Leq2如何隨頻率變化。如所示，假設總是f＞fo，等效電感Leq1和Leq2隨著所提供的頻率減小。結果，振蕩器1的帶寬將被有益的增加。
而且，第一和第二等效電感的比Leq1/Leq2隨頻率增加，因此，反饋比直接依賴于比值Leq1/Leq2。相應的，反饋比將隨頻率增加，這有益的產生了一平滑的為寬帶寬而獲得的直流損耗。
雖然本發明已參照優選實施方案描述，應該理解，本發明不受這里描述的實施方案限制。
權利要求
1.一壓控振蕩器，包括第一支路，包括至少一個與第一對串聯結構壓控電容串聯的電感，每個所述壓控電容具有一耦合至第一公共節點的電極，所述公共節點與一直流輸入端相連；第二支路，與所述第一支路并聯，所述第二支路包括第二對串聯結構壓控電容，每個所述壓控電容具有一耦合至第二公共節點的電極，所述第二公共節點與所述直流輸入端相連；一放大器，具有一個耦合至所述第一支路和所述第二支路輸入端，所述放大器具有一用于提供負載的輸出端；一反饋裝置，耦合所述放大器至所述第一公共節點，其中所述反饋裝置適于向所述放大器的所述輸入端提供正反饋。
2.如權利要求1所述的壓控振蕩器，其中所述至少一電感包括兩個電感，它們耦合至所述一對壓控電容的各自的電極。
3.如權利要求2所述的壓控振蕩器，其中所述第一對串聯結構壓控電容是一對變容二極管，它們具有直接相互耦合的陰極。
4.如權利要求3所述的壓控振蕩器，其中所述兩個電感耦合至所述一對變容二極管的各自的陽極。
5.如權利要求4所述的壓控振蕩器，其中所述第二對串聯結構壓控電容是一對變容二極管，它們具有直接相互耦合的陰極。
6.如權利要求1所述的壓控振蕩器，其中所述第一公共節點通過一扼流圈耦合至所述直流輸入端。
7.如權利要求6所述的壓控振蕩器，其中所述第二公共節點通過另一扼流圈耦合至所述直流輸入端。
8.如權利要求7所述的壓控振蕩器，其中所述第二公共節點耦合至所述反饋裝置。
全文摘要
一壓控振蕩器包括第一支路，有至少一電感，與第一對串聯結構壓控電容串聯，每個壓控電容有一耦合至第一公共節點的電極，第一公共節點與直流輸入端相連；與第一支路并聯的第二支路，有第二對串聯結構壓控電容，每個壓控電容有一耦合至第二公共節點的電極，該公共節點與直流輸入端相連；放大器，一輸入端耦合至第一和第二支路，有一提供負載的輸出端；反饋通路耦合放大器至第一公共節點，向放大器的輸入端提供正反饋。
文檔編號H03B5/32GK1168024SQ97104590
公開日1997年12月17日 申請日期1997年4月2日 優先權日1996年4月3日
發明者奇·克宏·崇 申請人:摩托羅拉公司