專利名稱：調諧電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及集成化容易、能從輸入信號中選擇并輸出任意頻率分量的調諧電路。
背景技術：
通常在電視接收機等中，接收圖象信號用的調諧電路需要選擇較寬頻帶的信號，例如采用參差調諧放大電路。該參差調諧放大電路由多級選擇窄帶信號的單一的調諧電路組合而成，作為總體能獲得寬的帶寬和規定的放大率，除了上述的電視接收機以外，還被用于雷達中的中頻放大電路等中。
可是，上述現有的參差調諧放大電路中使用的多個單一調諧放大電路，一般是將由電感器和電容器構成的諧振電路組合起來構成的，并使其諧振頻率互相錯開規定的量，總體上在寬帶具有平坦的調諧特性。在這樣的參差調諧放大電路中，由組合的電感器和電容器的各元件常數決定調諧頻率，但如果只將使調諧頻率錯開規定量的2級單一調諧放大電路組合起來獲得寬的帶寬，則在中間頻帶往往會產生不必要的衰減，不能獲得平坦的調諧特性。因此，為了獲得寬帶的頻率特性，就需要多個連接的單一調諧放大電路的級數。可是，如果使由3級以上構成的調諧放大電路的調諧頻率可變，則需要使各單一調諧放大電路具有的諧振頻率連動變更，存在控制變得復雜，同時調諧頻率變更時的特性變化大的不理想情況，使調諧頻率可變的這種使用方法不方便。例如，在外差方式的情況下，需要通過變換成中間頻率進行處理，使調諧頻率保持一定。
發明的公開本發明就是為了解決這樣的課題而考慮的，其目的在于提供一種具有寬的調諧帶寬、能容易地變更調諧帶寬或調諧頻率、且適合于集成化的調諧電路。
本發明的調諧電路是一種調諧帶寬大致相等的多個調諧放大部串聯連接而成的調諧電路，
上述各調諧放大部分別備有加法電路，它包括上述輸入信號輸入其一端的輸入阻抗元件和反饋信號輸入其一端的反饋阻抗元件、對上述輸入信號和上述反饋信號進行加法運算；2個移相電路，分別包括由電容器或電感器和第1電阻構成的串聯電路，以及差動輸入放大器，這2個移相電路的移相方向彼此相反；以及第1分壓電路，以規定的分壓比對輸入的交流信號進行分壓，將上述2個移相電路及上述第1分壓電路分別串聯連接，將由上述加法電路相加的信號輸入到這些串聯連接的多個電路中的初級電路中，同時將從最后一級電路輸出的信號作為上述反饋信號輸入到上述反饋阻抗元件的一端，將輸入前的信號輸出給上述分壓電路。
另外，本發明的調諧電路是一種將調諧頻率互相錯開一規定量的多個調諧放大部串聯連接的調諧電路，上述各調諧放大部分別備有加法電路，它包括上述輸入信號輸入其一端的輸入阻抗元件和反饋信號輸入其一端的反饋阻抗元件、對上述輸入信號和上述反饋信號進行加法運算；2個移相電路，分別包括由電容器或電感器和第1電阻構成的串聯電路，以及差動輸入放大器，這2個移相電路的移相方向彼此相反；以及第1分壓電路，以規定的分壓比對輸入的交流信號進行分壓，將上述2個移相電路及上述第1分壓電路分別串聯連接，將由上述加法電路相加的信號輸入到這些串聯連接的多個電路中的初級電路中，同時將從最后一級電路輸出的信號作為上述反饋信號輸入到阻抗元件的一端，將輸入前的信號輸出給上述分壓電路。
附圖的簡單說明
圖1是表示應用本發明的調諧電路的結構的原理圖。
圖2是表示圖1所示的各調諧放大部的結構的電路圖。
圖3是表示圖2所示的前級移相電路的結構的電路圖。
圖4是表示圖3所示的移相電路的輸入輸出電壓和在電容器等上出現的電壓的關系的矢量圖。
圖5是表示圖2所示的后級移相電路的結構的電路圖。
圖6是表示圖5所示的移相電路的輸入輸出電壓和在電容器等上出現的電壓的關系的矢量圖。
圖7是表示調諧放大部中包括的2個移相電路中輸入輸出信號之間的相位關系的圖。
圖8是表示將調諧放大部中包括的2個移相電路及分壓電路全部換成具有規定的傳遞函數的電路的電路圖。
圖9是利用密勒定理將圖8所示的結構變換后的電路圖。
圖10是調諧放大部的特性曲線圖。
圖11是由使彼此的調諧頻率一致的2個調諧放大部構成的調諧電路的特性曲線圖。
圖12是由使彼此的調諧頻率錯開一規定量的2個調諧放大部構成的調諧電路的特性曲線圖。
圖13是由使彼此的調諧頻率錯開一規定量的3個調諧放大部構成的調諧電路的特性曲線圖。
圖14是表示可與圖3所示的移相電路置換的移相電路的結構的電路圖。
圖15是表示圖14所示的移相電路的輸入輸出電壓和在電感器等上出現的電壓的關系的矢量圖。
圖16是表示可與圖5所示的移相電路置換的移相電路的結構的電路圖。
圖17是表示圖16所示的移相電路的輸入輸出電壓和在電感器等上出現的電壓的關系的矢量圖。
圖18是表示調諧放大部的另一結構的電路圖。
圖19是表示調諧放大部的另一結構的電路圖。
圖20是表示調諧放大部的另一結構的電路圖。
圖21是將圖20所示的調諧放大部中包括的移相電路通用化了的電路圖。
圖22是表示可與圖20所示的前級的移相電路置換的移相電路結構的電路圖。
圖23是表示可與圖20所示的后級的移相電路置換的移相電路結構的電路圖。
圖24是表示調諧放大部的另一結構的電路圖。
圖25是表示可變電感器之一例圖。
圖26是更詳細地表示圖25所示的可變電感器的電感器導體及控制用導體的形狀的圖。
圖27是表示沿圖26中的A-A線的放大剖面圖。
圖28是表示可變電感器的另一例圖。
圖29是表示使電容器實際具有的靜電電容在表觀上增大的靜電電容變換電路的結構的電路圖。
圖30是表示用傳遞函數表示圖29所示的電路的圖。
圖31是利用密勒定理將圖30所示的結構變換后的圖。
圖32是表示使電感器實際具有的電感在表觀上增大的電感變換電路的結構的圖。
圖33是在運算放大器結構中將移相電路工作所必要的部分抽出后的電路圖。
實施發明用的最佳形態圖1是表示應用本發明的一實施形態的調諧電路結構的原理框圖。該圖所示的調諧電路1由串聯連接的第1調諧放大部2和第2調諧放大部3構成。
對于第1調諧放大部2設定調諧頻率為f1，第1調諧放大部2從輸入到輸入端的信號中只抽出頻率在f1附近的信號輸出。另外，對于第2調諧放大部3設定調諧頻率為f2，第2調諧放大部3從第1調諧放大部2輸出的信號中只抽出頻率在f2附近的信號，并從輸出端輸出。另外，上述第1及第2調諧放大部2、3各自的調諧頻率f1、f2被設定得大致相等(包括完全相同的情況)。
(調諧放大部的第1結構例)圖2是表示上述的一個調諧放大部2的詳細結構的電路圖。另一調諧放大部3也有相同的結構。
圖2所示的調諧放大部2包括分別通過將輸入的交流信號的相位移動一規定的量，在規定的頻率中進行合計360°的相位移動的2個移相電路10C、30C；設在后級的移相電路30C的輸出側的由電阻62及64構成的分壓電路60；以及分別通過反饋電阻70及輸入電阻74(輸入電阻74具有反饋電阻70的n倍的阻值)，按規定的比例將分壓電路60的分壓輸出(反饋信號)和輸入到輸入端90的信號(輸入信號)相加的加法電路。
圖3示出了圖2所示的前級的移相電路10C的結構。該圖所示的前級的移相電路10C包括差動輸入放大器之一種的運算放大器12；使輸入到輸入端24的交流信號的相位移動規定量后輸入運算放大器12的非反相輸入端的可變電阻16及電容器14；連接在輸入端24和運算放大器12的反相輸入端之間的電阻18；連接在運算放大器12的輸出端構成分壓電路的電阻21及23；以及連接在該分壓電路和運算放大器12的反相輸入端之間的電阻20。
在具有這樣的結構的移相電路10C中，電阻18和電阻20的阻值被設定得相同。
如果規定的交流信號輸入到圖3所示的輸入端24，則在電容器14的兩端出現的電壓VC1便加在運算放大器12的非反相輸入端上。另外，由于在運算放大器12的兩個輸入端之間不產生電位差，所以運算放大器12的非反相輸入端的電位和可變電阻16與電容器14的連接點的電位相等。因此，在電阻18的兩端出現與在可變電阻16的兩端出現的電壓VR1相同的電壓VR1。
這里，相同的電流I流過2個電阻18、20,而且如上所述，由于電阻18和電阻20的阻值相等，所以電阻20的兩端也出現電壓VR1。在這2個電阻18、20各自的兩端出現的電壓VR1的矢量方向相同，如果考慮以運算放大器12的非反相輸入端(電壓VC1)為基準，則將電阻18的兩端電壓VR1按矢量相加后的電壓成為輸入電壓Ei，電阻20的兩端電壓VR1按矢量相減后的電壓成為電阻21和電阻23的連接點的電壓(分壓輸出)E0’。
另外，不通過由上述電阻21和電阻23構成的分壓電路，而從移相電路10C的輸出端26直接取出運算放大器12的輸出端上出現的電壓作為輸出電壓E0。
圖4是表示前級的移相電路10C的輸入輸出電壓和在電容器等上出現的電壓的關系的矢量圖。
如該圖所示，電容器14的兩端電壓VC1和可變電阻16的兩端電壓VR1互相錯開90°相位，按矢量將它們相加后的電壓為輸入電壓Ei。因此，當輸入信號的振幅一定、只是頻率變化時，電容器14兩端的電壓VC1和可變電阻16兩端的電壓VR1便沿著圖4所示的半圓的圓周變化。
另外，如上所述，從電壓VC1按矢量減去電壓VR1后的電壓成為分壓輸出E0’。如果考慮以加在非反相輸入端上的電壓VC1為基準，則輸入電壓Ei和分壓電壓E0’只是合成電壓VR1的方向不同，其絕對值相等。因此，可知輸入電壓Ei和分壓輸出E0’的大小與相位的關系可用以輸入電壓Ei和分壓輸出E0’為斜邊，以電壓VR1的2倍為底邊的等腰三角形表示，分壓輸出E0’的振幅與頻率無關，與輸入信號的振幅相同，相位移動量可用圖4所示的φ1表示。
另外，由圖4可知，由于電壓VC1和電壓VR1在圓周上相交成直角，所以從理論上講，輸入電壓Ei和電壓VC1的相位差隨著頻率ω從0變到∞而從0°變到90°。而且，移相電路10C的全部相位移動量Φ1是其2倍，隨著頻率的變化而從0°變到180°。而且，由于可變電阻16的電阻值R可變，所以能改變相位移動量Φ1。
另外，由于移相電路10C的輸出端26連接在運算放大器12的輸出端上，所以如果設電阻21的阻值為R21，電阻23的阻值為R23，則當R21、R23相對于電阻20的阻值足夠小時，輸出電壓E0和上述的分壓輸出E0’之間有E0＝(1+R21/R23)E0’的關系。因此，通過調節R21及R23的值，能獲得比1大的增益，而且如圖4所示，即使頻率變化，也能使輸出電壓E0的振幅一定，只使相位移動規定量。
圖5抽出示出了圖2所示的后級的移相電路30C的結構。該圖所示的后級的移相電路30C包括差動輸入放大器之一種的運算放大器32；使輸入到輸入端44的交流信號的相位移動規定量后輸入運算放大器32的非反相輸入端的電容器34和可變電阻36；插入在輸入端44和運算放大器32的反相輸入端之間的電阻38；連接在運算放大器32的輸出端構成分壓電路的電阻41及43；以及連接在該分壓電路和運算放大器32的反相輸入端之間的電阻40。
在具有這樣的結構的移相電路30C中，電阻38和電阻40的阻值被設定得相同。
如果規定的交流信號輸入到圖5所示的輸入端44，則在可變電阻36的兩端出現的電壓VR2便加在運算放大器32的非反相輸入端上。另外，由于在運算放大器32的兩個輸入端之間不產生電位差，所以運算放大器32的反相輸入端的電位和電容器34與可變電阻36的連接點的電位相等。因此，在電阻38的兩端出現與在電容器34的兩端出現的電壓VC2相同的電壓VC2。
這里，相同的電流I流過2個電阻38、40，而且如上所述，由于電阻38和電阻40的阻值相等，所以電阻40的兩端也出現電壓VC2。在這2個電阻38、40各自的兩端出現的電壓VC2的矢量方向相同，如果考慮以運算放大器32的反相輸入端(電壓VR2)為基準，則將電阻38的兩端電壓VC2按矢量相加后的電壓成為輸入電壓Ei，電阻40的兩端電壓VC2按矢量相減后的電壓成為電阻41和電阻43的連接點的電壓(分壓輸出)E0’。
另外，不通過由上述電阻41和電阻43構成的分壓電路，而從移相電路30C的輸出端46直接取出運算放大器32的輸出端上出現的電壓作為輸出電壓E0。
圖6是表示后級的移相電路30C的輸入輸出電壓和在電容器等上出現的電壓的關系的矢量圖。
如該圖所示，可變電阻36的兩端電壓VR2和電容器34的兩端電壓VC2互相錯開90°相位，按矢量將它們相加后的電壓成為輸入電壓Ei。因此，當輸入信號的振幅一定、只是頻率變化時，可變電阻36的兩端電壓VR2和電容器34的兩端電壓VC2便沿著圖6所示的半圓的圓周變化。
另外，如上所述，從電壓VR2按矢量減去電壓VC2后的電壓成為分壓輸出E0’。如果考慮以加在非反相輸入端上的電壓VR2為基準，則輸入電壓Ei和分壓電壓E0’只是合成電壓VC2的方向不同，其絕對值相等。因此，可知輸入電壓Ei和分壓輸出E0’的大小與相位的關系可用以輸入電壓Ei和分壓輸出E0’為斜邊，以電壓VC2的2倍為底邊的等腰三角形表示，分壓輸出E0’的振幅與頻率無關，與輸入信號的振幅相同，相位移動量可用圖6所示的Φ2表示。
另外，由圖6可知，由于電壓VR2和電壓VC2在圓周上相交成直角，所以從理論上講，輸入電壓Ei和電壓VR2的相位差隨著頻率ω從0變到∞而從0°變到90°。而且，移相電路30C的全部相位移動量Φ2是其2倍，隨著頻率的變化而從180°變到0°。而且，由于可變電阻36的電阻值R可變，所以能改變相位移動量Φ2。
另外，由于移相電路30C的輸出端46連接在運算放大器32的輸出端上，所以如果設電阻41的阻值為R41，電阻43的阻值為R43，則當R41、R43相對于電阻40的阻值足夠小時，輸出電壓E0和上述的分壓輸出E0’之間有E0＝(1+R41/R43)E0’的關系。因此，通過調節R41及R43的值，能獲得比1大的增益，而且如圖所示，即使頻率變化，也能使輸出電壓E0的振幅一定，只使相位移動規定量。
于是，在2個移相電路10C、30C中相位分別被移動規定的量。而且，如圖4及圖6所示，各移相電路10C、30C中輸入輸出電壓的相對的相位關系彼此相反，在規定的頻率中2個移相電路10C、30C的全部相位移動量合計為360°。
另外，后級的移相電路30C的輸出作為調諧放大部2的輸出從輸出端92取出，同時將該移相電路30C的輸出通過分壓電路60后的信號通過反饋電阻70反饋到前級的移相電路10C的輸入側。然后將該反饋的信號和通過輸入電阻74輸入的信號相加，該相加后的信號被輸入前級的移相電路10C。
這樣，利用2個移相電路10C、30C，使規定的頻率的相位移動量合計為360°，這時通過將2個移相電路10C、30C和分壓電路60及反饋電阻70產生的開環增益設定在1以下，則能進行只使上述規定頻率分量的信號通過的調諧工作。
另外，由于從調諧放大部2的輸出端92取出被輸入分壓電路60前的移相電路30C的輸出信號，能使調諧放大部2本身具有增益，可與調諧工作同時進行信號振幅的放大。
另外，將各移相電路10C、30C內的CR電路的時間常數分別設定為T1、T2，求出圖4、圖6所示的Φ1、Φ2為Φ1=tan{2ωT1/(1-ω2T12)}…(1)]]>Φ2=-tan{2ωT2/(1-ω2T22)}…(2)]]>式中，將圖4所示的Φ1作為基準，將圖6所示的Φ2的符號取作＂-＂來表示。
例如在T1＝T2(＝T)的情況下，當ω＝1/T時，由2個移相電路10C、30C產生的相位移動量合計為360°，進行上述的調諧工作，這時Φ1＝90°，Φ2＝-90°。
可是，在圖6中示出了輸出電壓E0的相位比后級的移相電路30C的輸入電壓Ei超前，但實際上考慮到以輸入信號為基準，輸出信號經常呈相位滯后的狀態。
圖7是表示2個移相電路10C、30C中輸入輸出信號之間的相位關系的圖，當頻率與調諧頻率相等的信號被輸入前級的移相電路10C時，作為一例示出了各移相電路10C、30C的時間常數T1、T2相等的情況。
如圖7(A)所示，前級的移相電路10C對應于輸入信號S1，進行Φ1(＝90°)的相位移動后，將輸出信號S2輸出。
如圖7(B)所示，后級的移相電路30C相對于輸入信號S2(與前級的移相電路10C的輸出信號一樣)，進行Φ2的相位移動后，將輸出信號S3輸出。這里，輸出信號S3相對于輸入信號S2，一看就知道相位超前90°，但實際上信號反相后，相位再滯后90°，所以沿相位滯后方向進行Φ2’＝270°的相位移動。
因此，在將2個移相電路10C、30C串聯連接的情況下，如圖7(C)所示，滿足上述的Φ1＝90°，Φ2’＝270°，總體上進行360°的相位移動。
圖8是表示將具有上述結構的2個移相電路10C、30C、及分壓電路60全部換成具有傳遞函數K1的電路的系統圖，反饋電阻70與輸入電阻74串聯連接，上述反饋電阻70與具有傳遞函數K1的電路并聯且具有電阻R0，上述輸入電阻74具有反饋電阻70的n倍的阻值(nR0)。圖9是利用密勒定理將圖8所示的系統變換后的系統圖，變換后的系統總體的傳遞函數A可用下式表式，A＝V0/Vi＝K1/{n(1-K1)+1}…(3)同時，將由可變電阻16和電容器14構成的CR電路的時間常數設為T1(設可變電阻16的阻值為R，電容器14的靜電電容為C，則T1＝CR)，則前級的移相電路10C的傳遞函數K2為K2＝a1(1-T1s)/(1+T1s)…(4)式中s＝jw，a1是移相電路10C的增益，a1＝(1+R21/R23)＞1。
另外，將由電容器34和可變電阻36構成的CR電路的時間常數設為T2(設電容器34的靜電電容為C，可變電阻36的阻值為R，則T2＝CR)，則后級的移相電路30C的傳遞函數K3為K3＝-a2(1-T2s)/(1+T2s)…(5)式中a2是移相電路30C的增益，a2＝(1+R41/R43)＞1。
設通過分壓電路60，使信號振幅衰減為1/a1a2，則將二個移相電路10C、30C、及分壓電路60串聯連接時總的傳遞函數K1為K1＝-{1+(Ts)2-2Ts}/{1+(Ts)2+2Ts}…(6)另外，在上述(6)式中為了使計算變得簡單，將各移相電路的時間常數T1、T2都設為T。將該(6)式代入上述(3)式，則得A＝-{1+(Ts)2-2Ts}
/[(2n+1){1+(Ts)2}+2Ts]＝-{1/(2n+1)}[{1+(Ts)2}-2Ts}/{1+(Ts)2}+2Ts/(2n+1)}]…(7)如果采用(7)式，可知當ω＝0(直流區)時，A＝-1/(2n+1)，給出最大衰減量。另外，可知當ω＝∞時，同樣A＝-1/(2n+1)，給出最大衰減量。另外，可知在ω＝1/T的調諧點(各移相電路的時間常數不同時，ω=1/(T1·T2)]]>的調諧點)，A＝1，與反饋電阻70和輸入電阻74的電阻比n無關。換句話說，如圖10所示，即使使n值變化，調諧點也不偏移，而且調諧點的衰減量也不變。
另外，最大衰減量由反饋電阻70和輸入電阻74的電阻比n決定，所以即使改變移相電路10C、30C內的可變電阻16、36的阻值而改變了調諧頻率時，對該最大衰減量無影響，能互相無干擾地調整調諧頻率和最大衰減量。
另外，如果設定移相電路10C內的電阻18和電阻20的阻值相同，同時設定移相電路30C內的電阻38和電阻40的阻值相同，所以能防止在各調諧放大部中改變調諧頻率時的振幅變化，能獲得具有大致一定的振幅的調諧輸出。
特別是通過抑制調諧輸出的振幅變化，增大上述的電阻比n，能增大調諧放大部2的Q值。即如果開環增益與頻率有關，則在增益低的頻率時，即使增大電阻比n，Q也不上升，在增益高的頻率時，若開環增益超過1，往往發生振蕩。因此，在振幅變化大的情況下，為了防止這樣的振蕩，不能將電阻比n設定得太大，調諧放大部2的Q值也變小。反之，將分壓電路連接在移相電路10C、30C內，通過抑制調諧放大部2的調諧輸出的振幅變化，能將電阻比n設定得大，因此能增大調諧放大部2的Q值。
圖1所示的調諧電路1將具有上述結構的2個調諧放大部2、3串聯連接，而且設定各調諧放大部的調諧頻率大致相等，或錯開一規定量。
圖11是將各調諧頻率被設定為同一值的調諧放大部串聯連接成2級的調諧電路1的特性曲線圖。該圖中的a(虛線)表示例如電阻比n為＂10＂時第1及第2調諧放大部2、3各自的調諧特性，該圖中的b(實線)表示將這些調諧放大部串聯連接的本實施例的調諧電路1的總體調諧特性。另外，該圖中的c(點劃線)表示為了比較而用1個調諧放大部2(或3)實現與本實施例的調諧電路1的最大衰減量相同程度的衰減量時的調諧特性，可知其調諧帶寬比本實施例的調諧電路1的窄。
由圖10及圖11可知，通過將反饋電阻70和輸入電阻74的電阻比n的值設定得小的最大衰減量少的2個調諧放大部2、3串聯連接，在總體上能將最大衰減量設定得大，而且能加寬調諧帶寬。
特別是如果采用圖11所示的調諧特性，可知將各調諧放大部2、3的最大衰減量設定為約1/2時的調諧帶寬比2倍還寬。因此，在本實施形態中，通過將最大衰減量被設定為約1/2的2個調諧放大部串聯連接，實現了不改變最大衰減量，只擴大調諧帶寬的調諧電路1。另外，各調諧放大部的最大衰減量除了分別設定為約1/2之外，也可以分別設定為不同的衰減量，即設定不同的電阻比n，而在總體上達到規定的衰減量。
另外，在上述的調諧電路1中考慮了將2個調諧放大部2、3串聯連接的情況，但也可以串聯連接調諧頻率大體一致的3個以上的調諧放大部。這時，能進一步減小各調諧放大部的最大衰減量，即，使各自的將調諧帶寬設定得極寬的特性曲線重合，所以能將調諧電路總體的調諧帶寬設定得更寬。
另外，用圖11說明了使2個調諧放大部2、3的調諧頻率一致的情況，但也可以將各調諧頻率設定得錯開一規定量。即使在這種情況下，通過將最大衰減量少、調諧頻帶寬度寬的2個調諧放大部2、3串聯連接，作為總體也能將最大衰減量設定在目標值，而且能加寬調諧帶寬。特別是與現有的參差調諧放大電路不同，由于加寬了各調諧放大部2、3的調諧帶寬，所以能減少串聯連接的調諧放大部的級數。
圖12是將各調諧頻率錯開一規定量的調諧放大部串聯連接成2級的調諧電路1的特性曲線圖。作為一例，示出了以450kHz為中心，使1個調諧放大部2的調諧頻率向比450kHz低的方向錯開一規定量，同時使另1個調諧放大部3的調諧頻率向比450kHz高的方向錯開一規定量的情況。在該圖中，縱軸表示衰減量(單位為dB)，橫軸表示輸入信號的頻率，與各特性曲線對應的B值表示與中心頻率(450kHz)之間的偏差。例如，B＝0表示2個調諧放大部2、3的各調諧頻率都與中心頻率一致的情況，B＝0.02表示調諧放大部2的調諧頻率比450kHz低2％，同時調諧放大部3的調諧頻率比450kHz高2％的情況。
如圖12所示，在使2個調諧放大部2、3的調諧頻率錯開一規定量的情況下，調諧點附近的衰減特性變得平坦，而且通過調整偏移量，能增加或減小該平坦部分，所以能確保任意的帶寬。另外，在使2個調諧放大部2、3的調諧頻率錯開的情況下，調諧點附近的衰減量增加，會產生信號振幅的衰減，但這時將放大器連接在調諧電路1的后級，進行相當于該衰減部分的信號振幅的放大即可。
圖13是將3個調諧放大部串聯連接構成調諧電路時的特性曲線圖。作為一例，示出了將第3級的調諧放大部的調諧頻率設定為450kHz，使第1級的調諧放大部的調諧頻率向比450kHz低的方向錯開一規定量，使第2級的調諧放大部的調諧頻率向比450kHz高的方向錯開一規定量的情況。
由圖12可知，在將調諧放大部串聯連接成2級的情況下，隨著2個調諧放大部的調諧頻率之差變大，在中心頻率附近產生大的衰減。與此不同，在將調諧放大部串聯連接成3級的情況下，由圖13可知，在中心頻率附近不產生衰減，所以在欲確保較寬的帶寬的情況下，可將調諧放大部串聯連接成3級或更多的級。
這樣，將2個或2個以上的調諧放大部串聯連接，同時使各調諧頻率一致或錯開一規定的量，能將帶寬設定得寬些，所以能容易地實現TV調諧器等。另外在實現TV調諧器等的情況下，也可以根據需要而將陷波電路連接在調諧電路1上。
另外，由于上述的調諧電路1通過改變2個調諧放大部2、3內(或3級以上的各調諧放大部)的各移相電路10C、30C中包括的可變電阻16或36的阻值，能簡單地改變調諧頻率，所以能容易地實現調諧頻率可變的調諧電路1。
另外，構成上述調諧電路1的調諧放大部2、3分別由差動輸入放大器、電容器及電阻組合而成，任何一種構成元件都能在半導體襯底上形成，所以能將調諧電路1全部在半導體襯底上形成，容易形成集成電路。
另外，在上述本實施形態的說明中，將2個或2個以上的調諧放大部串聯連接，但為了防止互相干擾，也可以將緩沖器插入各調諧放大部之間。或者將放大器插入各調諧放大部之間。通過插入放大器，在例如圖13所示的特性中能使調諧點附近更加平坦。
可是，圖2所示的調諧放大部2(或3)包括CR電路構成了各移相電路10C、30C，但也可以采用將CR電路換成由電阻和電感器構成的LR電路的移相電路構成調諧放大部。
圖14是表示包括LR電路的移相電路的結構的電路圖，表示可與圖2所示的調諧放大部2的前級的移相電路10C置換的結構。該圖所示的移相電路10L具有將圖3所示的移相電路10C內的由電容器14和可變電阻16構成的CR電路換成了由可變電阻16和電感器17構成的LR電路的結構。
圖15是表示移相電路10L的輸入輸出電壓和在電感器等上出現的電壓的關系的矢量圖。如該圖所示，可變電阻16的兩端電壓VR3和電感器17的兩端電壓VL1互相錯開90°的相位，按矢量將它們相加后的電壓成為輸入電壓Ei。因此，當輸入信號的振幅一定、只是頻率變化時，可變電阻16兩端的電壓VR3和電感器17兩端的電壓VL1便沿著圖15所示的半圓的圓周變化。
另外，從電壓VR3按失量減去電壓VL1后的電壓成為分壓輸出E0’。如果考慮以加在非反相輸入端的電壓VR3為基準，則輸入電壓Ei和分壓輸出E0’只是合成電壓VR1的方向不同，其絕對值相等。因此，可知輸入電壓Ei和分壓輸出E0’的大小與相位的關系可用以輸入電壓Ei和分壓輸出E0’為斜邊，以電壓VL1的2倍為底邊的等腰三角形表示，分壓輸出E0’的振幅與頻率無關，與輸入信號的振幅相同，相位移動量可用圖1 5所示的Φ3表示。
另外，由圖15可知，由于電壓VR3和電壓VL1在圓周上相交成直角，所以從理論上講，輸入電壓Ei和電壓VR3的相位差隨著頻率ω從0變到∞而從0°變到90°。而且，移相電路10L的全部相位移動量Φ3是其2倍，隨著頻率的變化而從0°變到180°。
另外，由于移相電路10L的輸出端26連接在運算放大器12的輸出端上，所以如果設電阻21的阻值為R21，電阻R23的阻值為R23，則輸出電壓E0和上述的分壓輸出E0’之間有E0＝(1+R21/R23)E0’的關系。因此，通過調節R21及R23的值，能獲得比1大的增益，而且如圖15所示，即使頻率變化，也能使輸出電壓E0的振幅一定，只使相位移動規定量。
同時，將由電感器17和可變電阻16構成的LR電路的時間常數設為T1(設電感器17的電感為L，可變電阻16的阻值為R，則T1＝L/R)，則圖14所示的移相電路10L的傳遞函數能直接使用(4)式所示的K2。因此，相位移動量Φ3用T1表示時也與式(1)所示的Φ1相同。
圖16是表示包括LR電路的移相電路的另一結構的電路圖。示出了可與圖2所示的調諧放大部2的后級的移相電路30C置換的結構。該圖所示的移相電路30L具有將圖5所示的移相電路30C內的由可變電阻36和電容器34構成的CR電路換成了由電感器37和可變電阻36構成的LR電路的結構。
圖17是表示移相電路30L的輸入輸出電壓和在電感器等上出現的電壓的關系的矢量圖。在電感器37的兩端出現的電壓VL2和在可變電阻36的兩端出現的電壓VR4互相錯開90°的相位，按矢量將它們相加后的電壓成為輸入電壓Ei。因此，當輸入信號的振幅一定、只是頻率變化時，電感器37兩端的電壓VL2和可變電阻36兩端的電壓VR4便沿著圖17所示的半圓的圓周變化。
另外，從電壓VL2按矢量減去電壓VR4后的電壓成為分壓輸出E0’。如果考慮以加在非反相輸入端的電壓VL2為基準，則輸入電壓Ei和分壓輸出E0’只是合成電壓VR4的方向不同，其絕對值相等。因此，可知輸入電壓Ei和分壓輸出E0’的大小與相位的關系可用以輸入電壓Ei和分壓輸出E0’為斜邊，以電壓VR4的2倍為底邊的等腰三角形表示，分壓輸出E0’的振幅與頻率無關，與輸入信號的振幅相同，相位移動量可用圖17所示的Φ4表示。
另外，由圖17可知，由于電壓VL2和電壓VR4在圓周上相交成直角，所以從理論上講，輸入電壓Ei和電壓VL2的相位差隨著頻率ω從0變到∞而從90°變到0°。而且，移相電路30L的全部相位移動量Φ4是其2倍，隨著頻率的變化而從180°變到0°。
另外，由于移相電路30L的輸出端46連接在運算放大器32的輸出端上，所以如果設電阻41的阻值為R41，電阻R43的阻值為R43，則輸出電壓E0和上述的分壓輸出E0’之間有E0＝(1+R41/R43)E0’的關系。因此，通過調節R41及R43的值，能獲得比1大的增益，而且如圖17所示，即使頻率變化，也能使輸出電壓E0的振幅一定，只使相位移動規定量。
同時，將由可變電阻16和電感器17構成的LR電路的時間常數設為T2(設可變電阻16的阻值為R，電感器17的電感為L，則T2＝L/R)，則圖16所示的移相電路30L的傳遞函數能直接使用(5)式所示的K3。因此，相位移動量Φ4用時間常數T2表示時也與式(2)所示的Φ2相同。
這樣，圖14所示的移相電路10L及圖16所示的移相電路30L分別與圖3或圖5所示的移相電路10C、30C等效，在圖2所示的調諧放大部2中，可將前級的移相電路10C換成圖14所示的移相電路10L，可將后級的移相電路30C換成圖16所示的移相電路30L。
另外，上述的2個移相電路10L、30L分別由各移相電路10L、30L中包括的LR電路的時間常數決定調諧頻率，各時間常數T例如為L/R，將這兩個移相電路10L、30L包括在內構成調諧放大部時，調諧頻率ω與1/T＝R/L成比例。這里，構成LR電路的電感器能通過利用照象蝕刻法等在半導體襯底上形成渦旋形狀的導體來實現，而利用這樣形成的電感器，能在半導體襯底上將全部各調諧放大部集成化。
但是，在這種情況下，由于電感器具有的電感極小，所以調諧頻率高。如果從另一方面看，例如使調諧放大部的調諧頻率與各移相電路10L、30L內的LR電路的時間常數的倒數R/L成比例，其中電感L由于集成化等原因而容易減小，所以通過將包括2個移相電路10L、30L構成的調諧放大部全體集成化，能容易地使調諧頻率高頻化。
另外，在圖2所示的調諧放大部2中，移相電路10C、30C中的任意一個都可以換成圖14或圖16所示的移相電路10L、30L。特別是在將這樣的調諧放大部全體集成化了的情況下，為防止由溫度變化引起的調諧頻率的變化，可進行所謂的溫度補償。即，CR電路的時間常數T為CR，LR電路的時間常數T為L/R，在這兩個時間常數中，電阻值R被分別分在分子和分母中，因此，在由半導體材料通過集成化形成構成CR電路及LR電路的電阻的情況下，具有抑制與這些電阻的溫度變化對應的調諧頻率的變化的效果。
同時，圖2所示的調諧放大部將分壓電路60連接在2個移相電路10C、30C的再后一級，將該分壓電路60的輸出通過反饋電阻70進行反饋，將調諧放大部的總體增益設定在1以上。因此，通過將該分壓電路60的分壓比設定為1，或者通過去掉該分壓電路60本身，能將調諧放大部的總體增益設定為1。
圖18是表示將插在后級的移相電路和輸出端92之間的分壓電路去掉后的調諧放大部的結構的電路圖。該圖所示的調諧放大部2A是將圖2所示的調諧放大部2的分壓電路60的分壓比設定為1的調諧放大部，具有將圖2所示的分壓電路60內的2個分壓電阻換成圖18所示的電阻78之后的結構。
有這樣的結構的調諧放大部2A由于不連接圖2所示的分壓電路60，所以各移相電路10C、30C的增益能設定在1以上，以便只補償包括移相電路10C、30C的開環增益的損失。
另外，在圖2或圖18所示的調諧放大部2、2A中，由于將由電阻21、23構成的分壓電路或由電阻41、43構成的分壓電路分別連接在2個移相電路10C、30C上，所以能將各移相電路10C、30C的增益設定成比1大的值，以由此補償開環增益的損失，只將二個移相電路10C、30C中的任意一個的增益設定為1大的值，而將其它的增益設定為1即可。為了將移相電路10C的增益設定為1，可將由電阻21、23構成的分壓電路除去，通過電阻20直接反饋運算放大器12的輸出即可。另外，為了將移相電路30C的增益設定為1，可將由電阻41、43構成的分壓電路除去，通過電阻40直接反饋運算放大器32的輸出即可。
另外，由于包括移相電路10C、30C和反饋電阻70的反饋環路的開環增益的損失是由前級的移相電路10C的輸入阻抗引起的，所以為了抑制因該輸入阻抗引起的損失，可以考慮這樣的方法，即將由晶體管構成的輸出電路插入前級的移相電路10C的再前一級，通過該輸出電路將反饋信號輸入到前級的移相電路10C。
但是，這樣做即使防止了開環增益的損失，而跟隨電路本身卻產生了增益損失，所以為了補償由該跟隨電路產生的損失，與上述的第1及第2實施形態一樣，必須使移相電路10C、30C中具有1以上的增益。
圖19是表示增加了由晶體管構成的跟隨電路后的調諧放大部2B的結構的電路圖。
被插入前級的移相電路10C的輸入側的跟隨電路50包括FET52，該FET52的漏極連接在正電源Vdd上，源極通過電阻54連接在負電源Vss上。由這些FET52和電阻54形成源極跟隨電路，該源極跟隨電路的輸出被輸入到前級的移相電路10C。另外，也可以用發射極跟隨電路代替源極跟隨電路。
(調諧放大部的第2結構例)圖20是表示調諧放大部的另一結構例的電路圖。該圖所示的調諧放大部2C包括2個移相電路110C、130C和加法電路，該移相電路110C、130C分別將輸入的交流信號的相位移動規定的量，從而在規定的頻率中進行合計為360°的相位移動。上述加法電路分別通過反饋電阻70及輸入電阻74(輸入電阻74具有反饋電阻70的n倍的阻值)，按規定的比例將從后級的移相電路130C輸出的信號(反饋信號)和輸入到輸入端90的信號(輸入信號)相加。
在圖2等所示的調諧放大部2、2A、2B中，設定前級的移相電路10C內的電阻18和電阻20的各阻值相同，因此能抑制輸入的交流信號的頻率變化時的振幅變化。另外，通過將由電阻21和23構成的分壓電路連接在運算放大器12的輸出側，將移相電路10C的增益設定為比1大的值。與此不同，圖20所示的調諧放大部2C中包括的前級的移相電路110C不用由上述電阻21和23構成的分壓電路，通過設定電阻20’的阻值比電阻18’的值大，將移相電路110C的增益設定為比1大的值。
后級的移相電路130C也一樣，通過設定電阻40’的阻值比電阻38’的值大，將移相電路130C的增益設定為比1大的值。
這樣，由于將圖20所示的2個移相電路110C、130C的各增益設定在1以上，所以能補償調諧放大部2C的反饋環路的開環增益的損失，能進行與圖2等所示的調諧放大部2等同樣的調諧工作。
可是，當將各移相電路的增益設定為比1大的值時，增益隨著輸入信號頻率的不同而變化。例如，如果考慮前級的移相電路110C，則當輸入信號的頻率低時，移相電路110C成為電壓輸出電路，所以這時的增益變成1倍，與此不同，當頻率高時，移相電路110C變成反相放大器，所以這時的增益變成-m倍(m為電阻20’和電阻18’的電阻比)，輸入信號的頻率變化時，移相電路110C的增益變化，輸出信號的振幅產生變動。
通過將電阻22連接在運算放大器12的反相輸入端上，使輸入信號的頻率低時和高時的增益一致，能抑制上述的振幅變動。移相電路130C也一樣，通過將具有規定阻值的電阻42連接在運算放大器32的反相輸入端上，能抑制輸出信號的振幅變動。
其次，研究將該電阻22(或電阻42)的阻值設定成什么樣的值為好。圖21是使上述的移相電路110C及130C通用化的圖，示出了將各移相電路包括的CR電路換成了具有阻抗z1、z2的元件。如該圖所示，運算放大器的輸入電阻的阻值為r，反饋電阻的阻值為mr，連接在運算放大器的反相輸入端上的電阻(電阻22或42)的阻值為R，運算放大器的反相輸入端的電位為V。
輸入電壓Ei和電壓V之間有如下關系，r(Ia+Ib)+V＝Ei…(8)另外，如果用圖21所示的各種常數表示電壓V，則有V＝IbR…(9)V＝Eo+mr·Ia…(10)V＝{z2/(z1+z2)}Ei＝kEi…(11)在(11)式中，由具有阻抗z1、z2的2個元件產生的分壓比為k。
從(10)式求出Ia，從(9)式求出Ib，將它們代入(8)式，再將(11)式代入經過上述代入后所得的結果，消去V，則得Eo＝(Rk+Rmk+mrk-Rm)Ei/R…(12)可是，如果圖21所示的移相電路作為反相放大器工作時，阻抗z2為0Ω，且k＝0時，這時由(12)式得Eo＝-mEi…(13)另外，如果圖21所示的移相電路作為跟隨電路工作時，阻抗z1為0Ω，且k＝1時，這時由(12)式得Eo＝(R+mr)Ei/R…(14)所謂移相電路110C或130C作為反相放大器及跟隨電路工作時的增益不變化的情況是指用(13)式求得的Eo的絕對值和用(14)式求得的Eo的絕對值相等的情況，于是有m＝(R+mr)/R…(15)對R求解得R＝mr/(m-1)…(16)因此，通過根據(16)式設定移相電路110C內的電阻22的阻值R或移相電路130C內的電阻42的阻值R，能抑制使調諧頻率從低頻率變到高頻率時產生的增益變化。
可是，雖然圖20所示的調諧放大部2C將CR電路包括在內構成了各移相電路110C、130C，但也可以采用將CR電路換成由電阻和電感器構成的LR電路后的移相電路構成調諧放大部。
圖22是表示包括LR電路的移相電路結構的電路圖，示出了可與圖20所示的調諧放大部2C的前級的移相電路110C置換的結構。該圖所示的移相電路110L具有將圖20所示前級的移相電路110C內的由電容器14和可變電阻16構成的CR電路換成由可變電阻16和電感器17構成的LR電路的結構。
將由電感器17和可變電阻16構成的LR電路的時間常數設為T1(設電感器17的電感為L，可變電阻16的阻值為R，則Ti＝L/R)，則上述的移相電路110L的傳遞函數能直接使用(4)式所示的K2。因此，相位移動量用時間常數T1表示時也與式(1)所示的Φ1相同。
另外，圖23是表示包括LR電路的移相電路的另一結構的電路圖，示出了可與圖20所示的調諧放大部2C的后級的移相電路130C置換的結構。該圖所示的移相電路130L具有將圖20所示后級的移相電路130C內的由可變電阻36和電容器34構成的CR電路換成由電感器37和可變電阻36構成的LR電路的結構。
將由可變電阻36和電感器37構成的LR電路的時間常數設為T2(設，可變電阻36的阻值為R，電感器37的電感為L，則T2＝L/R)，則上述的移相電路130L的傳遞函數能直接使用(5)式所示的K3。因此，相位移動量用時間常數T2表示時也與式(2)所示的Φ2相同。
這樣，圖22所示的移相電路110L及圖23所示的移相電路130L分別與圖20所示的移相電路110C或130C等效，在圖20所示的調諧放大部2中，可將前級的移相電路110C換成圖22所示的移相電路110L，可將后級的移相電路130C換成圖23所示的移相電路130L。將2個移相電路110C、130C分別換成移相電路110L、130L時，由于將調諧放大部全部集成化，所以容易使調諧頻率高頻化。
另外，也可以將2個移相電路110C、130C中的任意一個換成移相電路110L或130L。這時，具有抑制調諧頻率隨溫度的變化而變化的效果。
可是，圖20所示的調諧放大部2C由于將電阻22或42分別連接在2個移相電路110C、130C上，所以能防止改變調諧頻率時的振幅變動，當調諧頻率的可變范圍窄時，振幅變動也小，所以將電阻22或42除去，也能構成調諧放大部。或者只將一個電阻22或42除去，也能構成調諧放大部。
圖24是表示調諧放大部的另一結構的電路圖，示出了在圖20所示的調諧放大部2C中將各移相電路110C、130C中包括的電阻22或42除去后的結構。
另外，本發明不限定于上述的各種實施形態，在本發明的要旨的范圍內可以進行各種變化。
例如，構成上述的調諧電路的各種調諧放大部中包括的可變電阻16、36可在半導體襯底上進行集成化時使用耦合型或MOS型FET的溝道作為電阻體來實現。這樣利用FET形成可變電阻時，通過改變柵壓，就能改變源·漏之間的電阻。
另外，也可以將p溝道的FET和n溝道的FET并聯連接構成上述的可變電阻16、36。這樣，通過將2個FET組合起來構成可變電阻，能改善FET的非線性區，所以能使調諧輸出的失真少。
另外，在上述的各種調諧放大部中，2個移相電路中都包括可變電阻，但也可以在任意一個移相電路中包括可變電阻來改變調諧頻率。在2個移相電路中包括可變電阻的情況下，可以同時改變這些電阻值，具有能將調諧頻率的可變范圍設定得大的優點。只在一個移相電路中包括可變電阻的情況下，具有容易進行改變調諧頻率的控制的優點。
另外，也可以由PIN二極管構成上述的可變電阻，通過改變流過該PIN二極管的電流值來改變其兩端呈現的電阻。
另外，在具有CR電路的移相電路中，也可以不改變構成各移相電路內的CR電路的電阻的阻值，而是通過改變電容器的靜電電容來改變CR電路的時間常數，由此來改變移相電路的相位移動量，即改變各調諧放大部的調諧頻率。
具體地說，將構成CR電路的電容器(例如圖3所示的電容器14)換成變容二極管和阻止直流用的電容器。變容二極管是一種通過改變所施加的反向偏壓來改變陽極和陰極之間的靜電電容的元件。通過將這種變容二極管和電阻串聯連接構成CR電路，能改變所施加的反向偏壓，從而改變該CR電路的時間常數，能由移相電路來改變相位移動量。另外，也可以使用這樣一種FET作為可變電容元件，來代替該變容二極管，上述的這種FET能隨著加在柵極上的控制電壓的變化而使其柵電容在某一范圍內變化。
同樣，在具有LR電路的移相電路中，也可以不改變構成各移相電路內的LR電路的電阻的阻值，而是將電感器換成可變電感器，通過改變其電感來改變LR電路的時間常數，由此來改變移相電路的相位移動量，即改變各調諧放大部的調諧頻率。
圖25是表示可變電感器的具體例圖，簡略地示出了在半導體襯底上形成的平面結構。
該圖所示的可變電感器17a包括在半導體襯底310上形成的渦旋狀的電感導體312；圍繞在其外周形成的控制用導體314；以及覆蓋著電感導體312及控制用導體314兩者形成的絕緣性磁性體318。
上述的控制用導體314連接著可變電壓電源316，用來將可變的偏壓加在控制用導體314的兩端，通過可變地控制由該可變電壓電源316施加的直流偏壓，能改變流過控制用導體314的偏流。
另外，半導體襯底310可以采用例如n型硅襯底(n-Si襯底)或其它半導體材料(例如鍺或非晶形硅等非晶體材料)。另外，電感導體312可以利用鋁或金等金屬薄膜或多晶硅等半導體材料來形成，且呈渦旋狀。另外，在該半導體襯底310上除了可變電感器17a以外，還形成圖2等所示的各調諧放大部的其它構成零件。
圖26是更詳細地表示圖25所示的可變電感器17a的電感導體312及控制用導體314的形狀的圖。
如該圖所示，位于內周側的電感導體312呈渦旋狀形成規定圈數(例如約4圈)，在其兩端連接著2個端子電極322、324。同樣，位于外周側的控制用導體314呈渦旋狀形成規定圈數(例如約2圈)，在其兩端連接著2個控制電極326、328。
圖27是表示沿圖26中的A-A線的放大剖面圖，示出了包括電感導體312和控制用導體314的的絕緣性磁性體318的橫剖面。
如該圖所示，在半導體襯底310的表面上通過絕緣性的磁性體膜318a形成電感導體312及控制用導體314，再覆蓋在它們的表面上形成絕緣性的磁性體膜318b。利用這兩個磁性體膜318a、318b形成圖25所示的絕緣性磁性體318。
例如，作為磁性體膜318a、318b可以采用伽馬鐵氧體或鋇鐵氧體等各種磁性體膜。另外，這些磁性體膜的材質和形成方法可以是各種各樣的，例如有真空蒸鍍FeO等形成磁性體膜的方法、除此以外還有分子線外延法(MBE法)、化學汽相生長法(CVD法)、以及濺射法等形成磁性體膜的方法。
另外，絕緣膜330是用非磁性體材料形成的，覆蓋在電感導體312及控制用導體314的各圈部分之間。這樣，通過將各圈部分之間的磁性體膜318a、318b除去，能將在各圈部分之間產生的漏磁抑制在最小限度，所以能有效地利用電感導體312產生的磁通，能實現具有大的電感的可變電感器17a。
這樣，圖25等所示的可變電感器17a可以通過覆蓋電感導體312和控制用導體314形成絕緣性磁性體318(磁性體膜318a、318b)并控制改變流過控制用導體314的直流偏流，來改變將絕緣性磁性體318作為磁路的電感導體312的飽和磁化特性，從而改變電感導體312所具有的電感。
因此，能直接使電感導體312的電感本身變化，而且由于能采用在半導體襯底310上形成薄膜的技術或半導體制造技術來形成電感導體，所以容易制造。另外，在半導體襯底310上還能形成調諧放大部2等的其它構成部件，從而將調諧電路1的全體集成化，所以適合于整體形成的情況。
再者，圖25等所示的可變電感器17a也可以使電感導體312和控制用導體314互相環繞來形成，或者將電感導體312和控制用導體314重疊起來形成。不管在哪種情況下，通過改變流過控制用導體314的直流偏流，都能改變絕緣性磁化體318的飽和磁化特性，能在某一范圍內改變電感導體312所具有的電感。
另外，圖25等所示的可變電感器17a以在半導體襯底310上形成電感導體312等的情況為例進行了說明，但也可以在陶瓷等絕緣性或導電性的各種基板上形成。
另外，作為磁性體膜318a、318b采用了絕緣性材料，但也可以采用金屬粉(MP)之類的導電性材料。但是，如果將這樣的導電性的磁性體膜置換成上述絕緣性的磁性體膜318a使用時，電感導體312等的各環繞部分會短路，失去作為電感導體的功能，所以有必要將各電感導體和導電性的磁性體膜之間電絕緣。作為其絕緣方法，有將電感導體312等氧化而形成絕緣氧化膜的方法，以及利用化學汽相法等形成硅氧化膜或氮化膜的方法等。
特別是金屬粉末等導電性材料的磁導率比伽馬鐵氧體等絕緣性材料的大，所以具有能確保大電感的優點。
另外，圖25等所示的可變電感器17a是用絕緣性磁性體318將電感導體312和控制用導體314兩者全部覆蓋起來，但也可以只覆蓋一部分并形成磁路。這樣，在局部形成成為磁路的絕緣性磁性體(或導電性磁性體)時，由于磁路窄，所以由電感導體312及控制用導體314產生的磁通容易飽和。因此，即使在流過控制用導體314的偏流小的情況下，磁通也飽和，通過控制小的偏流的變化，就能改變電感導體312的電感。因此，能簡化控制系統的結構。
另外，圖25等所示的可變電感器17a是將電感導體312和控制用導體314環繞著呈同心狀地形成的，但這些導體也可在半導體襯底310表面上相鄰的位置形成，通過用絕緣性或導電性的磁性體形成的磁路使它們之間進行磁耦合。
圖28是表示將電感導體和控制用導體排列在相鄰的位置形成后的可變電感器17b的簡略平面圖。
該圖所示的可變電感器17b包括在半導體襯底310上形成的渦旋狀的電感導體312a；在與該電感導體312a相鄰的位置形成的渦旋狀的控制用導體314a；以及覆蓋著電感導體312a及控制用導體314a的各渦旋中心形成的絕緣性磁性體(或導電性磁性體)319。
與圖25等所示的可變電感器17a一樣，控制用導體314a連接著可變電壓電源316，用來將可變的偏壓加在其兩端，通過可變地控制由該可變電壓電源316施加的直流偏壓，能改變流過控制用導體314a的規定的偏流。
上述的可變電感器17b通過電感導體312a和控制用導體314a的各渦旋中心形成環狀的絕緣性磁性體319(磁性體膜319a、319b)。因此，通過可變地控制流過控制用導體314a的直流偏流，來改變將上述的磁性體319作為磁路的電感導體312a的飽和磁化特性，也能改變電感導體312a所具有的電感。
另外，在半導體襯底上形成了上述的各種調諧放大部時，作為電容器14等可以設定不太大的靜電電容。因此，如果通過精心設計電路，能使在半導體襯底上實際形成的電容器的小的靜電電容在表觀上增大的話，則將時間常數I的值設定得大些，以使調諧頻率低頻化是很方便的。
圖29是表示不用單個元件、而是用電路構成了圖3所示的移相電路10C等中用的電容器14等的變形例圖，示出了使在半導體襯底上實際形成的電容器的靜電電容在表觀上增大的靜電電容變換電路的結構。另外，圖29所示的靜電電容變換電路總體與移相電路10C等中包括的電容器14等相對應。
圖29所示的靜電電容變換電路14a包括具有規定的靜電電容C0的電容器210；2個運算放大器212、214；以及4個電阻216、218、220、222。
第1級運算放大器212是將電阻218(將其阻值設為R18)連接在輸出端和反相輸入端之間，該反相輸入端再通過電阻216(將其阻值設為R16)接地。
加在第1級運算放大器212的反相輸入端上的電壓E1和輸出端上出現的電壓E2之間有如下關系E2＝(1+R18/R16)E1 …(17)該第1級運算放大器212具有主要進行電感變換的緩沖器的功能，增益為1即可。所謂增益為1的情況是指R18/R16＝0的情況，即設定R16為無限大(將電阻216除去即可)，或者設定R18為0Ω(直接連接即可)。另外，第2級運算放大器214是將電阻222(將其阻值設為R22)連接在輸出端和反相輸入端之間，同時將電阻220(將其阻值設為R20)連接在反相輸入端和上述的運算放大器212的輸出端之間，再將反相輸入端接地。
將第2級運算放大器214的反相輸出端上出現的電壓設為E3，該電壓E3和第1級運算放大器212的輸出端上出現的電壓E2之間有如下關系E3＝-(R22/R20)E2…(18)這樣，第2級運算放大器214具有作為反相放大器的功能，由于將其輸入側設定為高阻抗，所以能使用第1級運算放大器212。
另外，如上所示，具有規定的靜電電容的電容器210連接在這樣連接而成的第1級運算放大器212的非反相輸入端和第2級運算放大器214的輸出端之間。
在圖29所示的靜電電容變換電路14a中，設除去電容器210的電路全體的傳遞函數為K4，則靜電電容變換電路14a能用圖30所示的系統圖表示。圖31是利用密勒定理將其變換后的系統圖。
用圖30所示的阻抗Z0表示圖31所示的阻抗Z1，則有Z1＝Z0/(1-K4) …(19)這里，在圖29所示的靜電電容變換電路14a的情況下，阻抗Z0＝1/(jωC0)，將它代入(19)式，得Z1＝(1/(jωC0)/(1-K4)＝1/(jω((1-K4)C0)) …(20)C＝(1-K4)C0 …(21)該(21)式表示在靜電電容變換電路14a中，電容器210具有的靜電電容C0在表觀上是它的(1-K4)倍。因此，當放大器的增益K4為負值時，(1-K4)變得經常比1大，所以能使靜電電容C0向大的方向變化。
可是，圖29所示的靜電電容變換電路14a中的放大器的增益、即由運算放大器212和214全體構成的放大器的增益K4，從(17)式及(18)式得K4＝-(1+R18/R16)R22/R20 …(22)將該(22)式代入(21)式，得C＝(1+(1+R18/R16)R22/R20)C0 …(23)因此，通過將4個電阻216、218、220、222的阻值設定為規定值，能使2個端子224、226之間的表觀靜電電容C大。
另外，在第1級運算放大器212的放大器的增益為1的情況下，如上所述，即在設定R16為無限大(將電阻216除去)，或者設定R18為0Ω時R18/R16＝0的情況下，上述的(23)式可以簡化成C＝(1+R22/R20)C0 …(24)這樣，上述的靜電電容變換電路14a通過改變電阻220和電阻222的電阻比R22/R20或改變電阻216和電阻218的電阻比R18/R16，能沿表觀上大的方向變換在半導體襯底上實際形成的電容器210的靜電電容C0。因此，在半導體襯底上形成圖2所示的各種調諧放大部的全體的情況下，在半導體襯底上形成具有小的靜電電容C0的電容器210時，能用圖29所示的電路變換成大的靜電電容C，集成化時變得方便。特別是如果這樣做能確保大的靜電電容，則能使各調諧放大部的實際安裝面積小型化，還能降低材料成本等。
另外，通過使電阻216、218、220、222中的至少1個由可變電阻形成，具體地說，通過將耦合型或MOS型的FET或p溝道FET和n溝道FET并聯連接形成可變電阻，則能容易形成靜電電容可變的電容器。因此，通過使用該電容器來代替變容二極管，能在某一范圍內任意地改變相位移動量。因此，在各調諧放大部中能改變一個循環的信號的相位移動量為0°的頻率，能任意地變更調諧頻率。
另外，如上所述，由于第1級運算放大器212作為使輸入阻抗增大用的緩沖器使用，所以可以將該運算放大器212換成發射極跟隨電路或源極跟隨電路。
可是，在上述的圖29中，說明了通過將具有規定的增益的放大器和電容器組合起來，使表觀上的靜電電容比實際電容元件具有的靜電電容大的情況，但也可以用電感器代替電容器，且能使該電感器具有的電感在表觀上變大。
即，如上所述，用圖30所示的阻抗Z0表示圖31所示的阻抗Z1，則如(19)式所示。這里，在具有電感L0的電感器的情況下，阻抗Z0＝jωL0，將它代入(19)式，得Z1＝jωL0/(1-K4)＝jωL(L0/(1-K4)) …(25)L＝L0/(1-K4) …(26)該(26)式表示實際電感元件具有的電感在表觀上是它的1/(1-K4)倍。可知當增益K4設定在從0到1之間時，表觀上的電感變大。
圖32是表示不用單個元件、而是用電路構成了圖14所示的移相電路10L內的電感器17等的變形例圖，示出了使在半導體襯底上實際形成的電感元件(電感導體)的電感在表觀上增大的電感變換電路的結構。
圖32所示的電感變換電路17c包括具有規定的電感L0的電感器260；2個運算放大器262、264；以及2個電阻266、268。
第1級運算放大器262是輸出端連接在反相輸入端上的增益為1的非反相放大器，具有主要進行電感變換的緩沖器的功能。同樣，第2級運算放大器264也是輸出端連接在反相輸入端上，具有增益為1的非反相放大器的功能。另外，由電阻266和268構成的分壓電路被插在這2個非反相放大器之間。
這樣，通過將分壓電路插在中間，能在從0到1之間自由地設定包括2個非反相放大器的放大器全體的增益。
在圖32所示的電感變換電路17c中，將除去電感器260的電路(放大器)全體的傳遞函數設為K4，該增益K4由用電阻266和268構成的分壓電路的分壓比決定，設這些電阻的電阻值為R66、R68，則有K4＝R66/(R66+R68) …(27)將該增益K4代入(26)式，計算表觀上的電感L，得L＝L0/(1-R66/(R66+R68))＝(1+R68/R66)L0 …(28)因此，通過增大電阻266和268的電阻比R68/R66，能增大2個端子254、256之間的表觀上的電感L。例如，當R68＝R66時，根據(28)式能使電感L為L0的2倍。
這樣，上述的電感變換電路17c通過改變插在2個非反相放大器之間的分壓電路的分壓比，能使實際連接的電感器260的電感L0在表觀上增大。因此，在半導體襯底上形成各調諧放大部的全體的情況下，在半導體襯底上由螺旋狀的導體等形成具有小的電感L0的電感器260，能用圖32所示的電感變換電路變換成大的電感L，集成化時方便。特別是如果這樣做能確保大的電感，則容易將調諧放大器的調諧頻率降低到較低的頻率區。另外，通過進行集成化，能使調諧放大器全體的實際安裝面積小型化，還能降低材料成本等。
另外，除了將由電阻266、268構成的分壓電路的分壓比固定的情況以外，也可以利用可變電阻形成這2個電阻266、268中的至少1個，具體地說，通過將耦合型或MOS型的FET或p溝道FET和n溝道FET并聯連接形成可變電阻，可使其分壓比連續地變化。在這種情況下，改變將圖32所示的運算放大器262、264包括在內構成的放大器全體的增益，端子254、256之間的電感L也連續地變化。因此，通過使用該電感變換電路17c代替可變電感器，能在某一范圍內任意地改變各移相電路的相位移動量。因此，在調諧放大器中能改變一個循環的信號的相位移動量為360°的頻率，能任意地變更調諧頻率。
另外，圖32所示的電感變換電路17c由于將包括2個運算放大器262、264的放大器全體的增益設定在1以下，所以可以將全體換成發射極跟隨電路或源極跟隨電路。
另外，在上述的各調諧放大部中，由于采用利用運算放大器的移相電路10C等，所以能實現穩定度高的電路，但在采用上述實施形態的移相電路10C、30C等的情況下，由于偏壓或電壓增益幾乎都不要求高性能，所以也可以采用具有規定的放大率的差動輸入放大器，來代替各移相電路內的運算放大器。
圖33是將運算放大器結構中移相電路工作時所必要的部分抽出來表示的電路圖，全體作為具有規定的放大率的差動輸入放大器工作。該圖所示的差動輸入放大器由下述部分構成由FET構成的差動輸入級100；向該差動輸入級100供給恒定電流的恒流電路102；向該恒流電路102供給規定的偏壓的偏壓電路104；以及連接在差動輸入級100上的輸出放大器106。如該圖所示，省去了實際的運算放大器中所包括的取得電壓增益用的多級放大電路，能簡化差動輸入放大器的結構，且能謀求寬頻帶。這樣，通過進行電路的簡化，能提高工作頻率的上限，所以能以同樣程度提高用該差動輸入放大器構成的調諧放大部的調諧頻率的上限。
另外，雖然說明了構成上述的調諧電路的2個調諧放大部2、3具有相同的結構，但也可以將結構不同的兩種調諧放大部組合串聯連接。例如，可以將圖2所示的調諧放大部2和圖20所示的調諧放大部2C組合起來。另外，當然可以自由地設定結構不同的2個或2個以上的調諧放大部的連接順序。
另外，圖2所示的調諧放大部2中包括的移相電路10C等和圖20所示的調諧放大部2C中包括的移相電路110C等都作為全通電路工作，所以在各調諧放大部中移相方向相同的移相電路之間(例如移相電路10C和110C之間或移相電路30L和移相電路130L之間)也可以互相替換構成調諧放大部。
工業上利用的可能性從以上根據實施本發明用的最佳形態作的說明可知，通過將調諧頻率大致相等或錯開規定量的多個調諧放大部串聯連接，包括全通式的2個移相電路和將反饋信號及輸入信號相加的加法電路在內構成各調諧放大部，能確保規定的最大衰減量，同時與單獨使用調諧放大部的情況相比，能設定寬的調諧頻帶寬度。
另外，包括CR電路在內構成各調諧放大部內的2個移相電路時，能容易地將調諧電路全體集成化。同樣，包括LR電路在內構成2個移相電路時，通過集成化形成小的電感器，能容易地使調諧頻率高頻化。使一個移相電路包括CR電路、使另一個移相電路包括LR電路構成時，能防止由溫度等引起的特性的變化，能使特性穩定。
權利要求
1.一種調諧帶寬大致相等的多個調諧放大部串聯連接而成的調諧電路，其特征在于上述調諧放大部分別包括加法電路，它包括上述輸入信號輸入其一端的輸入阻抗元件和反饋信號輸入其一端的反饋阻抗元件、對上述輸入信號和上述反饋信號進行加法運算；
2個移相電路，分別包括由電容器或電感器和第1電阻構成的串聯電路，以及差動輸入放大器，這2個移相電路的移相方向彼此相反；以及第1分壓電路，以規定的分壓比對輸入的交流信號進行分壓，將上述2個移相電路及上述第1分壓電路分別串聯連接，將由上述加法電路相加的信號輸入到這些串聯連接的多個電路中的初級電路中，同時將從最后一級電路輸出的信號作為上述反饋信號輸入到上述反饋阻抗元件的一端，將輸入前的信號輸出給上述分壓電路。
2.根據權利要求1所述的調諧電路，其特征在于將上述第1分壓電路的分壓比設定為1。
3.根據權利要求1所述的調諧電路，其特征在于上述2個移相電路中的至少1個包括第2電阻連接在反相輸入端、通過上述第2電阻輸入交流信號的上述差動輸入放大器；連接在上述差動輸入放大器的輸出端上的第2分壓電路；連接在上述第2分壓電路的輸出端和上述差動輸入放大器的反相輸入端之間的第3電阻；以及上述串聯電路，將構成上述串聯電路的上述電容器或上述電感器和上述第1電阻的連接部分連接在上述差動輸入放大器的非反相輸入端上。
4.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于上述差動輸入放大器是運算放大器。
5.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于將上述第2電阻和上述第3電阻的阻值設定為相同的值。
6.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于上述輸入阻抗元件及上述反饋阻抗元件分別是電阻，通過改變它們的電阻比，來改變上述調諧放大部的調諧帶寬。
7.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于通過改變上述串聯電路的時間常數來改變調諧特性。
8.根據權利要求7所述的調諧電路，其特征在于用可變電阻形成上述串聯電路中包括的上述第1電阻，通過改變該可變電阻的阻值，來改變調諧特性。
9.根據權利要求8所述的調諧電路，其特征在于通過并聯連接p溝道型的FET和n溝道型的FET形成上述可變電阻，改變柵壓的大小能改變溝道電阻。
10.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于將由晶體管構成的跟隨電路插在上述2個移相電路和上述加法電路之間。
11.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于將上述第2分壓電路的分壓比設定為1。
12.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于上述串聯電路中包括的電感器有在半導體襯底上形成的通過磁性體互相進行磁耦合的2條渦旋形的電極，通過改變流過一個電極的直流偏流的大小，來改變另一電極所具有的電感。
13.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于由靜電電容變換電路形成上述串聯電路中包括的上述電容器，該靜電電容變換電路由具有增益呈負值的放大器和并聯連接在上述放大器的輸入輸出端之間的電容元件構成。
14.根據權利要求3所述的調諧電路，其特征在于由電感變換電路形成上述串聯電路中包括的上述電感器，該電感變換電路由將增益設定在0到1之間的放大器和并聯連接在上述放大器的輸入輸出端之間的電感元件構成。
15.根據權利要求1所述的調諧電路，其特征在于上述2個移相電路中的至少1個包括第2電阻連接在反相輸入端、通過上述第2電阻輸入交流信號的上述差動輸入放大器；連接在上述差動輸入放大器的反相輸入端和輸出端之間的第3電阻；其一端連接在上述差動輸入放大器的反相輸入端上、另一端接地的第4電阻；以及上述串聯電路，將構成上述串聯電路的上述電容器或上述電感器和上述第1電阻的連接部分連接在上述差動輸入放大器的非反相輸入端上。
16.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于上述差動輸入放大器是運算放大器。
17.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于將上述第3電阻的阻值設定得比上述第2電阻的阻值高。
18.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于上述輸入阻抗元件及上述反饋阻抗元件分別是電阻，通過改變它們的電阻比，來改變上述調諧放大部的調諧帶寬。
19.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于通過改變上述串聯電路的時間常數來改變調諧特性。
20.根據權利要求19所述的調諧電路，其特征在于用可變電阻形成上述串聯電路中包括的上述第1電阻，通過改變該可變電阻的阻值，來改變調諧特性。
21.根據權利要求20所述的調諧電路，其特征在于通過并聯連接p溝道型的FET和n溝道型的FET形成上述可變電阻，改變柵壓的大小能改變溝道電阻。
22.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于將由晶體管構成的跟隨電路插在上述2個移相電路和上述加法電路之間。
23.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于將上述第4電阻除去。
24.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于上述串聯電路中包括的電感器有在半導體襯底上形成的通過磁性體互相進行磁耦合的2條渦旋形的電極，通過改變流過一個電極的直流偏流的大小，來改變另一電極所具有的電感。
25.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于由靜電電容變換電路形成上述串聯電路中包括的上述電容器，該靜電電容變換電路由具有增益呈負值的放大器和并聯連接在上述放大器的輸入輸出端之間的電容元件構成。
26.根據權利要求15所述的調諧電路，其特征在于由電感變換電路形成上述串聯電路中包括的上述電感器，該電感變換電路由將增益設定在0到1之間的放大器和并聯連接在上述放大器的輸入輸出端之間的電感元件構成。
27.一種將調諧頻率互相錯開一規定量的多個調諧放大部串聯連接而成的調諧電路，其特征在于上述各調諧放大部分別備有加法電路，它包括上述輸入信號輸入其一端的輸入阻抗元件和反饋信號輸入其一端的反饋阻抗元件、對上述輸入信號和上述反饋信號進行加法運算；2個移相電路，分別包括由電容器或電感器和第1電阻構成的串聯電路，以及差動輸入放大器，這2個移相電路的移相方向彼此相反；以及第1分壓電路，以規定的分壓比對輸入的交流信號進行分壓，將上述2個移相電路及上述第1分壓電路分別串聯連接，將由上述加法電路相加的信號輸入到這些串聯連接的多個電路中的初級電路中，同時將從最后一級電路輸出的信號作為上述反饋信號輸入到上述反饋阻抗元件的一端，將輸入前的信號輸出給上述分壓電路。
28.根據權利要求27所述的調諧電路，其特征在于將上述第1分壓電路的分壓比設定為1。
29.根據權利要求27所述的調諧電路，其特征在于上述2個移相電路中的至少1個包括第2電阻連接在反相輸入端、通過上述第2電阻輸入交流信號的上述差動輸入放大器；連接在上述差動輸入放大器的輸出端上的第2分壓電路；連接在上述第2分壓電路的輸出端和上述差動輸入放大器的反相輸入端之間的第3電阻；以及上述串聯電路，將構成上述串聯電路的上述電容器或上述電感器和上述第1電阻的連接部分連接在上述差動輸入放大器的非反相輸入端上。
30.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于上述差動輸入放大器是運算放大器。
31.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于將上述第2電阻和上述第3電阻的阻值設定為相同的值。
32.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于上述輸入阻抗元件及上述反饋阻抗元件分別是電阻，通過改變它們的電阻比，來改變上述調諧放大部的調諧帶寬。
33.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于通過改變上述串聯電路的時間常數來改變調諧特性。
34.根據權利要求33所述的調諧電路，其特征在于用可變電阻形成上述串聯電路中包括的上述第1電阻，通過改變該可變電阻的阻值，來改變調諧特性。
35.根據權利要求34所述的調諧電路，其特征在于通過并聯連接p溝道型的FET和n溝道型的FET形成上述可變電阻，改變柵壓的大小能改變溝道電阻。
36.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于將由晶體管構成的跟隨電路插在上述2個移相電路和上述加法電路之間。
37.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于將上述第2分壓電路的分壓比設定為1。
38.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于上述串聯電路中包括的電感器有在半導體襯底上形成的通過磁性體互相進行磁耦合的2條渦旋形的電極，通過改變流過一個電極的直流偏流的大小，來改變另一電極所具有的電感。
39.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于由靜電電容變換電路形成上述串聯電路中包括的上述電容器，該靜電電容變換電路由具有增益呈負值的放大器和并聯連接在上述放大器的輸入輸出端之間的電容元件構成。
40.根據權利要求29所述的調諧電路，其特征在于由電感變換電路形成上述串聯電路中包括的上述電感器，該電感變換電路由將增益設定在0到1之間的放大器和并聯連接在上述放大器的輸入輸出端之間的電感元件構成。
41.根據權利要求27所述的調諧電路，其特征在于上述2個移相電路中的至少1個包括第2電阻連接在反相輸入端、通過上述第2電阻輸入交流信號的上述差動輸入放大器；連接在上述差動輸入放大器的反相輸入端和輸出端之間的第3電阻；其一端連接在上述差動輸入放大器的反相輸入端上、另一端接地的第4電阻；以及上述串聯電路，將構成上述串聯電路的上述電容器或上述電感器和上述第1電阻的連接部分連接在上述差動輸入放大器的非反相輸入端上。
42.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于上述差動輸入放大器是運算放大器。
43.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于將上述第3電阻的阻值設定得比上述第2電阻的阻值高。
44.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于上述輸入阻抗元件及上述反饋阻抗元件分別是電阻，通過改變它們的電阻比，來改變上述調諧放大部的調諧帶寬。
45.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于通過改變上述串聯電路的時間常數來改變調諧特性。
46.根據權利要求45所述的調諧電路，其特征在于用可變電阻形成上述串聯電路中包括的上述第1電阻，通過改變該可變電阻的阻值，來改變調諧特性。
47.根據權利要求46所述的調諧電路，其特征在于通過并聯連接p溝道型的FET和n溝道型的FET形成上述可變電阻，改變柵壓的大小能改變溝道電阻。
48.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于將由晶體管構成的跟隨電路插在上述2個移相電路和上述加法電路之間。
49.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于將上述第4電阻除去。
50.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于上述串聯電路中包括的電感器有在半導體襯底上形成的通過磁性體互相進行磁耦合的2條渦旋形的電極，通過改變流過一個電極的直流偏流的大小，來改變另一電極所具有的電感。
51.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于由靜電電容變換電路形成上述串聯電路中包括的上述電容器，該靜電電容變換電路由具有增益呈負值的放大器和并聯連接在上述放大器的輸入輸出端之間的電容元件構成。
52.根據權利要求41所述的調諧電路，其特征在于由電感變換電路形成上述串聯電路中包括的上述電感器，該電感變換電路由將增益設定在0到1之間的放大器和并聯連接在上述放大器的輸入輸出端之間的電感元件構成。
53.根據權利要求1至52中的任意一項所述的調諧電路，其特征在于在半導體襯底上整體地形成構成部件。
全文摘要
一種調諧電路由串聯連接的2個調諧放大部構成。各調諧放大部包括串聯連接的移相電路、分壓電路及加法電路,由全部2個移相電路在規定的頻率中進行360°的相位移動,并通過將分壓電路的輸出反饋時的反饋開環增益設定在1以下,進行規定的調諧工作。通過調整各調諧放大部的反饋電阻和輸入電阻的電阻比,使各調諧放大部的最大衰減量小,且調諧帶寬變寬,能使總體的最大衰減量大,且能將調諧帶寬設定得寬。
文檔編號H03H7/01GK1172559SQ96191413
公開日1998年2月4日 申請日期1996年1月11日 優先權日1995年1月12日
發明者池田毅, 大江忠孝, 中西努 申請人:池田毅