專利名稱：一種鎖相環路的環路濾波器的制作方法
技術領域：
本發明涉及到鎖相環路，尤其涉及到其中使用的環路濾波器。
用作頻率合成器的鎖相環路包括
圖1中示出的各部分。輸入頻率在數字相位/頻率檢波器2中進行比較，其中一種頻率是基準頻率fref，在基準分頻器1中除以因子R，另一種是輸出頻率fvco，在環路分頻器6中除以因子N。相位比較器2產生U(上行)和D(下行)脈沖，脈沖寬度正比于輸入信號的頻率和/或相位差。充電泵3將U和D脈沖轉換成雙極脈沖，其極性指示頻率和/或相位差的方向，其寬度指示該差值的幅度。充電泵提供的脈沖在環路濾波器4中合成，從該濾波器獲取的直流電壓Vt是壓控振蕩器VCO5的控制電壓，它控制VCO以使相位比較器的輸入信號的頻率和/或相位差最小。
第一代的充電泵有一電壓輸出，而現在絕大多數包含PLL電路部分的IC電路的充電泵都有電流輸出。最先提到的充電泵是三態電壓輸出輸出連接正向電源電壓VDD，輸出連接負向電源電壓VSS(經常是地)，或保持斷開。在濾波器(積分電路)中使用偏置電阻將輸出電壓轉換成積分電路(濾波器)的電流激勵。當相位比較器輸入信號的相位差較小時，充電泵的輸出窄脈沖并且該充電泵大部分時間保持斷開。這樣，積分電路通過一個比偏置電阻大得多的電阻供電，也就是說，從電流源供電。然而，電源電流的值取決于濾波器的輸出電壓，也就是說，VCO調諧電壓Vt，電源電流只有在Vt恰等于VDD/2的情況下才是對稱的，當然要求VSS＝0。否則，它取決于相位差的符號。
圖2示出了一種典型的無源環路濾波器。濾波器21包括一個積分電容C2，一個阻尼電阻R2和一個平滑電容C3。充電泵3產生的脈沖(圖1和2)是該濾波器的輸出。通常使用一個附加的無源低通濾波器以減少噪音和可能穿過濾波器21的基準頻率信號。電阻R1是一個偏置電阻。以上示出的第一代充電泵和無源濾波器的缺陷是充電泵的輸出電流取決于該濾波器的輸出電壓Vt。
眾所周知，為了使積分電路的輸入電流與它的輸出電壓Vt和相位差的符號無關，使用圖3所示的帶有運算放大器的有源濾波器(積分電路)來代替無源濾波器。在理想情況下，運算放大器31將保持輸入端口上的電壓相等。這樣，如果在它正輸入極施加的電壓是VDD/2，在它負輸入極也將施加相等的電壓，通過偏置電阻R1的電流也將與相位差的符號無關。
有源濾波器的一個普遍存在的問題是運算放大器非常慢，它無法由數字電路所產生的快速脈沖供電。實際上，由充電泵提供的脈沖直接通過圖3中反饋通路中的C33，到達運算放大器的輸入端，導致運算放大器激勵過度。當環路處于穩定狀態時，因為噪音不斷引起相位比較器輸入信號的相位差，充電泵也產生脈沖。在最壞的情況下，這些脈沖會防礙環路到達穩定狀態，使環路在穩定狀態附近振蕩。因為這些脈沖到達運算放大器1的輸出端而沒有倒相，而放大器本身正對低頻進行倒相，所以上述情況就有可能發生。這樣，這些脈沖在環路中產生了正反饋，增加了相位抖動。并且，在脈沖消失之后，運算放大器需要一些時間從過激勵狀態中恢復。然后，它嘗試恢復C33中的電荷。因此，放大器輸入端一些毫微秒脈沖會干擾放大器運算幾微秒。
眾所周知，為了解決使用圖3所示電路所引起的上述問題，在放大器之前使用預濾波。這在圖4中示出，其中適當地使用了與圖3相同的參考數字。一系列電阻連接R1a和R1b替代了運算放大器31的負輸入極的偏置電阻，這些電阻間的電容C13接地，電壓Vdd/2現在施加在電阻R1a和R1b之間。電容C13平滑充電泵3的脈沖，以使運算放大器能夠跟蹤它們。因為運算放大器31的DC輸入電流在理想情況下是零，施加在電容C13上的電壓處于穩定狀態，與運算放大器輸入極的電壓相等，也就是，VDD/2。
使用圖4所示的預濾波，可以獲得相當純的調諧電壓。然而，一個缺陷是，如果目標是短穩定時間，低噪音和基準頻率信號調諧電壓的漏瀉可以忽略，均衡就要照顧到幾個方面并且非常困難。這是因為低通濾波器的限制和選擇了電阻R1a和R1b所引起的。根據圖4選擇所知的有源濾波器的組件值也很困難對噪音而言，圖3中的有源積分電路可以看作是增益為1的同相放大器。在圖4的電路中，如果沒有C3，高頻增益是(R2＋R1b)/R1b。這樣，電容C13的存在大大地增加了噪音，R1b也就不能太小。另一方面，R1a也不能太小，因為R1a如果太小，充電泵的輸出電流將變得太大。輸出電流有一個很大的容差范圍，它對正和負相位誤差往往是不同的。所有這些產生了不可預測的效果，這在大規模生產中不能容忍。如果C33存在，高頻時噪音將減少，但需要減少電容C13的值以保持短的穩定時間。這增加了放大器輸入端的充電泵脈沖的變化率，因而放大器可能飽和。
圖4所示電路的另一個缺陷是減少了輸出電流，也就是，如果頻率間距大，穩定時間將變長。在這種情況下，有源積分電路需要高控制電流，以迫使電容C13的電壓值偏離穩定狀態值VDD/2。
因為上述的有源濾波器的缺陷，也就是，它們的復雜性，難于優化和基準頻率信號的少量衰減，人們對無源濾波器仍存在一些興趣。當開發了第二代恒流輸出的充電泵，也就是，在充電泵中的輸出電流與輸出電壓無關，只要調諧電壓不需超過0-工作電壓Vdd，又可能根據圖2使用無源濾波器了。因為充電泵的電流源不是理想狀態下的，實際上調諧電壓在1V，...，Vdd-1V之間變化。當使用這樣的充電泵時，圖2電路中電阻R1值為0。該鎖相環路PLL的恒流輸出充電泵使用現有技術的無源積分電路，當振蕩器的控制電壓區不需要很大時，該鎖相環路運轉得很好。也有擴展了調諧區的充電泵，其輸出級的電源電壓甚至比正向邏輯電源電壓還要高。然而，在使用無源濾波器的情況下，沒有方法可以獲取高于6V的電源電壓。本領域的技術人員所采用的最通常的解決方案是放棄無源濾波器，按照圖3或4使用所知的有源濾波器。
本發明公開了一種鎖相環路，它的環路濾波器使用了一種消除了現有技術中的有源濾波器的缺陷的充電泵，并且該鎖相環路允許大的VCO調諧電壓區域。
本發明的特征在權利要求1中陳述。
本發明基于以下事實在現有技術的有源濾波器中，一個無源積分電路連接倒相運算放大器的輸入端和輸出端，也就是，進入反饋通路，反饋通路使充電泵產生的快速脈沖可以直接接入到放大器的輸出端。根據本發明，無源積分電路放置于同相運算放大器之前，它將充電泵的脈沖短路到地，在運算放大器之前不再需要附加的低通濾波器。這樣，無源積分電路可以包括更多的低通濾波器，當需要時，置于運算放大器之后的濾波器可以包括更多的低通濾波器，而環路的穩定時間仍保持很短。因為運算放大器是同相的，在相同的放大因子下，它比倒相放大器產生更少的噪音。該電路的復雜性也比現有技術的電路要小，在環路穩定時間、振蕩器調諧電壓純度之間均衡時，更容易達成折衷。
在后續說明中，根據本發明的一個優選實施例，參照相關圖形對本發明進行更詳細的描述，其中圖1示出了鎖相環路的框圖，圖2示出了一種眾所周知的無源環路濾波器，圖3和圖4示出了眾所周知的有源環路濾波器電路，圖5示出了根據本發明的環路濾波器電路的框圖，和圖6是圖5中濾波器的一種電路解決方案。
如圖5所示，恒流充電泵3所產生的脈沖被導向眾所周知的無源積分電路51，例如，如圖2所示，它所提供的輸出電壓在同相運算放大器52中被放大。必須注意到，無源積分電路用以防止充電泵3的脈沖進入運算放大器52。這樣就不需要一個附加的低通濾波。當無源濾波器52用于保護作用時，與現有技術濾波器比較，其脈沖衰減更好，組件數量可以減少，均衡也更簡單。通過放大器52向任一輸入極電壓增加DC電壓V0，DC電平移位也可以實現。通過這種方法，VCO可以很容易地獲取所需的最高電壓超過6V的調諧電壓區域。圖5中通過加法器54示出了DC電平移位。在需要時，可以使用濾波器53對放大器2的輸出信號進行濾波。
各組件的均衡方式實際上與無源積分電路相同，但是相對簡單，因為放大器52隔開了積分電路和可選的低通濾波器。
圖6示出了本發明濾波器的一種電路電平解決方案。通過一個偏置電阻R65向放大器62倒相輸入端提供直流電壓V0，導致了該放大器輸出電壓的DC電平移位。實際上， 電壓V0是該設備的工作電壓之一，可能已經過濾波。在放大器反饋通路中的電容Comp是個小電容，用以補償放大器輸入端和地之間的寄生電容Cpar。過補償會使放大器變成一種低通濾波器。這種特性有利于衰減輸出電壓Vt，也就是VCO調諧電壓，的高頻噪音。二極管D1用于在充電泵輸出為零的異常情況下，防止運算放大器的輸出過慢。
可選用的低通濾波器63可以簡單地通過一個RC濾波器R75，C75來實現。
圖5中的電路可以以下述方式均衡首先選擇放大器52的增益。它可能等于所需的VCO調諧電壓區域除以充電泵3允許輸出電壓的可用電壓區域。該增益不能太大以免增加噪音。然后，計算將充電泵的最小輸出電壓移位到最小所需VCO調諧電壓Vtmin所需的電平移位。積分電路61的時間常量的均衡方式通常與無源積分電路相同，但不是實際的VCO調諧敏感度，而是它的值乘以放大器62的增益。還可以保證調諧電壓Vt下運算放大器的噪音效果足夠低。如果不是這樣，可以通過，例如，在濾波器63上增加低通濾波來減少噪音效果和降低電容C35。
本發明的一個優點在于運算放大器是同相的。一些商用集成PLL電路無法改變相位檢波器的極性，而這種極性改變正是使用倒相有源濾波器所需要的。這樣，本發明的濾波器也可以用于這些IC電路。
上述解釋和相關的示圖僅用于說明本發明。在不偏離后附權利要求書所公開的本發明的范圍和精神的前提下，本發明的許多不同變化和改動對本領域的技術人員是顯然的。這樣，使用負調諧電壓的VCO電路可以使用本發明。
權利要求
1.一種鎖相環路，包括一個由電壓(Vt)控制的振蕩器，一種相位檢波器，其第一輸入用以接收基準信號，其第二輸入用以接收從壓控振蕩器輸出端獲取的振蕩器信號(fvco)，可能在一個分頻器中進行分頻，并且響應輸入信號差產生U(上行)和D(下行)脈沖，一充電泵，將傳導的U和D脈沖轉換成輸出端的雙極電流脈沖，充電泵的電流實際上取決于輸出電流，將充電泵提供的脈沖轉換成壓控振蕩器調諧電壓(Vt)的積分裝置，其特征在于，積分裝置包括一個無源積分器(51)，用以傳導充電泵提供的脈沖以形成一個合成電壓，和一個運算放大器(52)，所述合成電壓向其同相輸入端傳導，其輸出電壓是電壓操作振蕩器的調諧電壓(Vt)，通過它無源積分器(51)保護運算放大器(52)免受電流脈沖。
2.根據權利要求1的鎖相環路，其特征在于，積分裝置也包括移位合成電壓的電壓值的裝置(54)。
3.根據權利要求2的鎖相環路，其特征在于，移位合成電壓的電壓值的裝置(54)包括轉換運算放大器(52)倒相輸入端的DC電平的裝置(V0，R65)。
4.根據權利要求1的鎖相環路，其特征在于，運算放大器(52)的輸出端連接低通濾波器，以進一步進行輸出電壓(Vt)的濾波。
全文摘要
在鎖相環路PLL中的有源濾波器包括一個無源積分電路，以連接倒相運算放大器的輸入端和輸出端。因此，充電泵產生的快速脈沖直接移向放大器。根據本發明，在同相運算放大器(52)之前放置一個無源積分電路，它將充電泵的脈沖短路到地，在運算放大器之前不再需要附加的低通濾波器。這樣，無源積分電路可以包括更多的低通濾波器。通過移位運算放大器(52)輸入端的DC電平使增益A＞1，從而擴展VCO調諧電壓區域。
文檔編號H03L7/08GK1149944SQ96190290
公開日1997年5月14日 申請日期1996年3月12日 優先權日1995年4月4日
發明者安德雷·德克爾 申請人:諾基亞電信公司