專利名稱：音頻功放電流分頻器的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種音頻功放電子分頻器，尤其是能使電子分頻功放結構簡化，造價降低的電子分頻器。
目前，公知的音頻功放電子分頻器是由電阻、電容組成的無源分頻網絡或電阻、電容和小功率放大器件組成的有源分頻網絡構成的。采用電子分頻的音頻功放，電子分頻器的接法是將電子分頻器的輸入端與前級放大器的輸出端電連接，將分頻器各頻段濾波器輸出端分別與一個后級放大器的輸入端電連接。需要幾路分頻，分頻器后面就要配置幾個標準的后級功率放大器來驅動各頻段的揚聲器，結構比較復雜，成本較高，故一般僅在成本相對低一些的中低檔集成電路功放中采用電子分頻。而用分立元件組裝的高級電子分頻功放，由于結構更加復雜，成本高昂，難以推廣，廠家也不敢輕易生產有關電子分頻器及其應用的技術資料，可參見近年音響技術書刊的有關技術文章。
本實用新型的目的是提供一種分頻器，它能使分立元件高級電子分頻功放的結構大為簡化，造價顯著降低。
本實用新型的目的是這樣實現的按設計要求，用電阻、電容組成無源電子分頻網絡。用輸入阻抗高的場效應功率放大管和有關電阻，電容構成個數與頻段數目相同的功率輸出級電路，使分頻網絡各頻段濾波器輸出端分別與各自的功率輸出級電路的輸入端電連接，構成一種兼有電子分頻和功率(電流)放大輸出功能的分頻器組合電路。應用時將該組合電路分頻網絡的輸入端和一個標準后級放大器的主電壓放大緩沖級的輸出端電連接，將該組合電路功率輸出級電路的輸出端和整機對應的揚聲器接線端子電連接，即可構成一個聲道的電子分頻高級功放。由于全頻帶信號經后級放大器主電壓放大級放大、緩沖，幅度已足夠高，而輸出級場效應管的輸入阻抗又極高，信號經本組合電路分頻網絡后的衰減量很小，再經本組合電路的場效應管進行功率(電流)放大后，便可直接驅動高、低頻段的揚聲器。
由于采用上述方案，分頻網絡在功放系統中的位置后移到后級放大器的主電壓放大緩沖級的輸出端，這就省去了一個或幾個結構較復雜且造價很高的后級功率放大器的主電壓放大級，使分立元件高級電子分頻功放的結構大為簡化，造價降至最低。為生產和普及高級電子分頻功放創造了有利條件，且使當今迅猛發展的AV功放系統采用高保真電子分頻技術成為可能。例如采用上述方案的二分頻功放，與常規功放相比，只增加了兩只功放管和無源分頻網絡的十余只阻容件，所需費用增加不多。若與輸出級采用兩對管子并聯工作的常規功放比較，則只增加分頻網絡阻容件的費用(采用優質元件也不過十幾元錢)。因為采用電子分頻后，高低音分流，每個頻段輸出管只用一對便能滿足要求，總的用管數量并沒有增加。如果將省去的音箱分頻器上百元的費用計算在內，系統的造價還會有所降低，況且得到的是電子分頻功放的高保真效果。
以下結合附圖和實施例對本實用新型進一步說明。
圖1是本實用新型第一個實施例的電原理圖。
圖2是圖1中分頻網絡高通濾波器的等效電路。
圖3是圖1中分頻網絡低通濾波器的等效電路。
圖4是本實用新型第二個實施例的電原理圖。
圖5是本實用新型第三個實施例的電原理圖。
在圖1的第一個實施例中，電阻R1～R16和電容C1～C16組成無源電子三分頻網絡。輸入阻抗高的場效應功率放大管Q1、Q2，Q3、Q4、Q5、Q6與有關的偏置電阻以及電容等分別構成高頻段、中頻段和低頻段的功率輸出級電路。電子分頻網絡中的高頻段、中頻段和低頻段濾波器的輸出端分別與各自的功率輸出級電路的輸入端電連接，構成兼有電子分頻和功率(電流)放大輸出功能的分頻器組合電路。本實用新型取名“電流分頻”，即取其分流放大之意。將這個組合電路的輸入端(即無源分頻網絡的輸入端)與一個后級功率放大器的主電壓放大緩沖級的輸出端(即圖中虛線框內簡化了的主電壓放大緩沖級的輸出端)電連接。再將這個組合電路三個頻段功率輸出級的輸出端與整機對應的揚聲器接線端子電連接。便可構成一臺三分頻電子分頻高級功放。本組合電路的工作原理如下由主電壓放大緩沖級送來的全頻帶音頻信號，經C1、C2、R1、R2(兼偏置)和C3、C4、R3、R4(兼偏置)構成的兩組無源高通濾波器(等效電路如圖2所示)分別選出高頻段正負半周信號(中、高頻段分頻點f1＝4000Hz)。由于信號經主電壓放大級放大，幅度已足夠大，再經輸出管Q1、Q2電流放大后，便可直接驅動高音揚聲器。Q1、Q2外圍有關阻容件構成偏置電路。其中D1提供1.6V穩定的偏置電壓，W1、W2分別是中點電位和靜態電流調節電阻。C5～C8、R5～R8和C9～C12、R9～R12構成兩組無源帶通濾波器(由高、低通濾波器串接而成，中、低頻分頻點f0＝150Hz)。選出的中頻段信號經中頻段輸出場效應管Q3、Q4放大后饋給中音揚聲器放音。輸出管偏置電路與高頻段同。C13、C14、R13、R14和C15、C16、R15R16構成兩組無源低通濾波器(等效電路如圖3所示)，選出的低頻段信號經輸出管Q5、Q6放大后饋給低音揚聲器放音。由于Q5、Q6與緩沖級直接耦合，并從中獲得偏置電壓，故不影響功放DC化。電路工作電壓若取±50V，各頻段均可輸出100W額定功率(8Ω負載)。
在圖2所示的高通濾波器等效電路中，各R、C的值可按下面的關系式計算R＝R1＝R2/n ……n≥3C＝C1＝nC2 ……n≥3C=159f0(Hz)R(KΩ)(μF)]]>式中n為R2與R1的比值。設計時，先設定一個合適的R值(不小于22KΩ，以免前級等效負載過重)再計算C值。
在圖3所示的低通濾波器等效電路中，各R、C的值仍可用上面的關系式計算。
在圖4所示的第二個實施例中，電阻R1～R6和電容C1～C5構成無源二分頻網絡，兩只電子管FU-7(為簡明起見，已畫成一只三極管)和各自的輸出變壓器分別構成高、低頻段的功率輸出級。二分頻網絡高、低通濾波器輸出端分別與各自的功率輸出管柵級電連接，構成兼有電子分頻和功率放大功能的分頻器組合電路。把該組合電路的輸入端(即分頻網絡的輸入端)與一臺電子管后級功放的推動級電子管(虛線框內)的輸出端電連接，再將組合電路兩個頻段功率輸出級的輸出端與各自的揚聲器接線端子電連接，即可構成一臺二分頻電子管功放。由于受柵漏電阻R3取值的限制(最大500KΩ)，R1的串入會有一定的損耗，計算時R2與R1的比值n要取小些，如取n＝3，把插入損耗控制在1dB以內。R5的加入是為調整高、低頻段的平衡，可看成是R4的一部分。因輸出管工作于單管A類狀態。分頻網絡高、低通濾波器只需一組，電路很簡單。
在圖5所示的第三個實施例中，電阻R1～R9和電容C1～C8構成無源二分頻網絡，Q1、Q2、Q5、Q6和Q3、Q4、Q7、Q8以及相應的阻容件分別構成高、低頻段的功率輸出級電路，分頻網絡高、低頻段濾波器的輸出端分別與各自的功率輸出級的輸入端電連接，構成兼有電子分頻和功率(電流)放大輸出功能的分頻器組合電路。將該組合電路的輸入端(即分頻網絡的輸入端)與一個后級功放主電壓放大緩沖級的輸出端(即虛線框內簡化了的主電壓放大緩沖級的輸出端)電連接，再將該組合電路兩個功率輸出級的輸出端與對應的揚聲器接線端子電連接，便可構成一臺電子二分頻高級功放。由于采用二分頻，本實施例僅比第一個實施例少一個中頻段濾波器及相應的功率輸出電路，故電路原理與圖1高、低頻段電路基本相同，只是D1要選用正向壓降為2V的發光管，或選用3V的穩壓管，Q1～Q4要用中功率場效應管，并分別與雙極型功率輸出管Q5～Q8組成復合管。這主要是為了提高輸出級的輸入阻抗，減小分頻網絡的插入損耗。本電路f0＝150Hz，配合3D音箱系統也很合適。
上述三個實施例均不介入大環路負反饋，負反饋可在主電壓放大級實施。這正是目前人們推崇的低TIM失真電路程式。
可見，本實用新型適用于各種場效應管、電子管、雙極型管分立元件電子分頻后級音頻功放(含3D功放、AV功放)。能滿足整機廠專業化批量生產的要求。有關廠家還可將本實用新型制成各種厚膜電路或標準組件，以進一步簡化結構。這樣，整機設計生產或業余摩機升檔就更加方便了。
權利要求1.一種音頻分頻器，按設計要求。電阻、電容組成無源電子分頻網絡，輸入阻抗高的功率放大管和有關的電阻、電容構成個數與頻段數目相同的功率輸出級電路，其特征是電子分頻網絡各頻段濾波器輸出端分別與各自的功率輸出級電路的輸入端電連接，構成一種兼有電子分頻和功率(電流)放大輸出功能的分頻器組合電路，組合電路電子分頻網絡的輸入端與一個后級放大器的主電壓放大緩沖級的輸出端電連接，組合電路各頻段功率輸出級的輸出端和整機對應的揚聲器接線端子電連接。
2.根據權利要求1所述的分頻器，其特征是分頻器組合電路由電子分頻網絡和場效應管功率輸出級電路組合而成。
3.根據權利要求1所述的分頻器，其特征是分頻器組合電路由電子分頻網絡和場效應管與雙極型管構成的復合管功率輸出級電路組合而成。
4.根據權利要求1所述的分頻器，其特征是分頻器組合電路由電子分頻網絡和電子管功率輸出級電路組合而成。
5.根據權利要求1所述的分頻器，其特征是分頻器組合電路是由電子分頻網路與各頻段功率輸出級電路組成的厚膜電路。
6.根據權利要求1所述的分頻器，其特征是分頻器組合電路是由電子分頻網絡與各頻段功率輸出級電路組成的標準組件。
專利摘要本實用新型屬于音響技術領域,可解決用現有電子分頻方式制作的分立元件電子分頻功放成本高,結構復雜,不利于生產和普及的難題。其主要特征是在后級功放主電壓放大緩沖級之后實施電子分頻,把電子分頻網絡與相應頻段的功率輸出級或末前級結合起來,可直接驅動相應頻段揚聲器或末級輸出管,適用于各種類型的分立元件電子分頻功放。
文檔編號H03F3/20GK2291750SQ95203319
公開日1998年9月16日 申請日期1995年1月28日 優先權日1995年1月28日
發明者吳文波 申請人:吳文波