專利名稱：具有可調符號限幅解調器的接收機的制作方法
技術領域：
本發明涉及具有可調符號限幅解調器的接收機，尤其但不僅僅涉及FSK信號的零IF接收機。在這種接收機中，解調器的輸出傳送給符號限幅器，在2電平調制的情況下，該符號限幅器根據信號是高于還是低于限幅閾值電平作出符號是表示二進制1還是二進制0的判斷。
背景技術：
一般說來，接收機的問題在于本振頻率隨溫度和晶體老化而漂移，即意味著在發射機中心頻率和接收機本振頻率之間存在時變偏離。為了解決和克服漂移，接收機具有在存在這種偏離時能夠接收發送數據的容許偏差，該容許偏差用赫茲來表示。但是，如果偏離過大，接收機將不能夠接收發送數據。在較高頻率下，例如在UHF頻帶(約900MHz)中，雖然用百萬分率(ppm)表示的晶體老化和振蕩器溫度漂移也許與在較低頻率下的無甚區別，但用赫茲表示的實際漂移較顯著，并且由于超過了接收機接收數據的容許偏差，所以需要額外的措施來保證接收機在這種條件下仍正常工作。
接收機設計者通常增加自動頻率控制(AFC)來擴展接收機的偏移性能。這種AFC技術經常要求頻偏可被測量并利用頻偏來如此地控制本振頻率，即使頻偏最小。采用AFC不是沒有其缺點的，這些缺點包括必需設置附加電路來控制本振和保證正在接收的信號就是其頻偏正是理想測量級信號。在發射機不總是接通的系統中，必需保證對本振的控制信號不對信道噪聲作出響應、AFC控制系統不對高電平的相鄰信道信號作出響應。
發明概述本發明的目的就是抵消零IF接收機中發射機中心頻率和接收機本振之間大的頻偏的影響。
根據本發明，提供了FSK接收機，它包括產生正比于接收信號的瞬時頻率和本振信號的差值的脈沖狀表示的裝置，利用該脈沖狀表示產生頻率的瞬時表示的裝置，測量頻率的瞬時表示的峰值偏移的裝置，峰值偏移的差值正比于發射頻偏，根據該峰值偏移的差值計算至少一個符號限幅電平的裝置。
M進制調制方案需要(M-1)個符號限幅電平，計算一個或多個符號限幅電平的裝置可以包括實現以下算法的裝置MIN+(MAX-MIN)·2i-12(M-1)|i=1...(M-1)]]>其中MIN是最小峰值偏移，MAX是最大峰值偏移，M是調制電平數。
在2電平信號的情況下，利用該算法計算符號限幅電平的裝置簡化為計算峰值偏移的平均偏移的裝置和將限幅電平設定為該平均偏移的裝置，該平均偏移正比于發射中心頻率和本振頻率的頻偏。
本發明還提供了FSK接收機，它包括包括本振的零IF級，具有產生接收信號的脈沖狀表示的裝置的解調裝置，該脈沖狀表示正比于接收信號的瞬時頻率和本振信號的差，與解調裝置連接以便對脈沖進行計數的裝置，與所述計數裝置連接以便提供解調的信號表示、具有差分功能的濾波裝置，存儲解調的信號表示的最大和最小值的裝置，判斷在大體上相應于調制信號的符號周期或符號周期的一部分的連續時間間隔內接收的脈沖的個數是否超過當前存儲的最大或最小值的裝置，響應最大和最小值至少之一的變化以便計算正比于頻偏的解調信號平均值的裝置，根據最大和最小值確定(各)符號限幅電平的裝置以及對信號的解調表示進行限幅來產生被恢復數據的裝置。
可調符號限幅解調獨立地具有優于積分器類型的閉環控制AFC系統的若干有利特點。可調位限幅解調不需要具有存儲不正確值的相關危險的環路控制。此外，它是快響應和自我校正的，在處理高數據率的信號時，這兩個特點是很重要的。相反地，閉環AFC系統在無載波時受到不利影響，相對于信號的數據率，它俘獲信號的速度較慢，并且俘獲時間隨rf信號電平和偏移而發生變化。
在本發明的一實施例中，通過對2電平調制系統計算最大和最小脈沖計數值的一半來確定符號限幅閾值電平。
附圖概述現在將參看附圖舉例描述本發明，其中
圖1是說明被發送的二進制FSK信號(圖A)以及發射機和接收機振蕩器之間的漂移的影響(圖B至E)的一系列圖A至E；圖2是歐洲專利說明書EP-A-0405679中公開的那種零IF接收機的方框示意圖；圖3包括與圖2所示電路的操作有關的波形圖A至N；圖4是可調符號限幅器兩個另外實施例的方框示意圖；
圖5表示NRZ被發送二進制波形；圖6表示當與信道噪聲同時接收時表示圖5所示波形的圖1接收機的R和S脈沖；圖7是圖3增減計數器54的輸出的圖示；圖8是增減計數器輸出端的當前計數值和前一個符號周期的計數值之差的圖示，包括了被恢復數據；圖9至11是說明對于偏移頻率中不同的漂移如何獲得(各)可變符號限幅電平的圖示，示出了輸入和被恢復數據高于各圖示2個電平；圖12是用于更新2電平的最大和最小值和產生符號限幅電平的算法的實施的方框示意圖；圖13表示4電平被調制信號的R和S輸出；圖14表示在施加圖13的R和S脈沖時計數器的瞬時值；圖15是表示瞬時計數器輸出和前一個符號周期的輸出之差的圖示，包括三個限幅電平。
圖中相同的標號用來表示相應的部件。
完成發明的方式參看圖1，圖A將被發送二進制“0”和“1”表示為相對于發射機中心頻率fc的FSK信號。圖B表示接收機信道濾波器包括RCF并相對于相應于fc的本振頻率fL表示相同的信號。此時在fL和fc之間無頻率偏移。頻率包絡右側的草圖涉及由圖2所示電路產生的這些二進制信號的脈沖狀表示。這些脈沖狀表示正比于接收信號瞬時頻率和本振頻率之差。在圖1中，二進制“0”和“1”的脈沖表示分別被區分為R和S。圖C、D和E說明本振頻率fL漂移的影響，發射機中心頻率fc和接收機本振頻率fL之間的偏差從C到E逐漸增大，以至于到達這樣的程度，即如所示地因在圖E右手側中無“S”脈沖而不再能夠檢測二進制“1”。因此，如果將固定的符號限幅電路連接到圖2接收機的輸出端，則二進制“1”將未被檢測，由此造成發送信號的解調表示的錯誤，該解調表示就是被恢復數據。如果應用AFC，就能夠將本振頻率拉向發射機中心頻率。但是，如一開頭所說，采用AFC有某些不足。
參看圖2，接收機包括用來接收FSK信號fc±δf的天線10，這里的fc是標稱載頻而δf是偏移頻率，例如對于1200位/秒的數據信號為4.8KHz。這些信號提供給第一和第二混頻器12、14的第一輸入端。產生頻率fL(理想時fc＝fL)的本振16與第一和第二混頻器12、14的第二輸入端連接。就混頻器14來說，在本振16和該混頻器14之間的信號路徑中接入了90度移相器18。第一和第二混頻器的差頻輸出在輸入信號是fc+δf時為fL-(fc+δf)、在輸入是fc-δf時為fL-(fc-δf)。
在接收機前端的未示出結構中，移相器18插入到天線10和第一或第二混頻器12或14之間的信號路徑之一中去，本振16直接與混頻器12、14的第二輸入端連接。在接收機前端的其它未示出結構中，在相應的本振路徑或相應的輸入信號路徑中設置+45度和-45度移相器。
正交相關差信號在低通濾波器20、22中被濾波、然后在提供I和Q方波信號的相應限幅放大器24、25中被硬限幅。
I和Q信號然后提供給解調器DEM。首先利用單穩態電路26、28、30、32和反相器27、31從限幅I和Q方波信號中獲得脈沖序列I’、I’、Q’和Q’。該解調器電路包括四對兩輸入與門36、37，38、39、40、41以及42、43。I信號提供給與門36、39，I信號提供給與門37、38，Q信號提供給與門40、43，而Q信號提供給與門41、42。
脈沖序列I’、I’、Q’和Q’分別提供給與門40、41，與非42、43，與門38、39和與門36、37。
設置了兩個四輸入或門46、48。或門46的輸入端A至D分別與與門36、38、40和42的輸出端連接，或門48的輸入端A至D分別與與門37、39、41和43的輸出端連接。或門46、48分別具有輸出端R和S。
現在將參看圖3A和圖3B的A至N所示的波形說明圖2所示電路的操作，圖3作為一數值實例涉及到具有1200bd(波特)的符號率和4.8KHz的偏移頻率的理想化2電平NRZ信號，當本振和標稱中心頻率之間無漂移時，它給出每符號4次循環。為了便于參考，圖A至N集中在二進制“1”和“0”之間的轉移上。圖A至D分別表示I、I、Q和Q限幅不歸零(NRE)方波。圖E至H分別是在單穩態電路26、28、30、32的輸出端處出現的脈沖序列。應當指出，每一序列中的各脈沖相應于相應方波信號的正沿，與相應方波的寬度相比，各脈沖的寬度較窄。在與門對中，輸入方波信號在它們的邊緣被移相了約90度的時刻被取樣。分別標為A46、B46、C46和D46的圖I至L表示或門46的輸入A至D。或門48的輸入A至D沒有表示出來，但可以通過考察圖A至H來導出。圖M和N分別表示或非門46、48的輸出R、S。
在以上給出的數值實例中，如果有偏移頻率的偏差，因此比如二進制“1”用7.2KHz來表示，則每符號將有6次循環，這將導致每符號24次零交叉，二進制“0”用2.4KHz來表示，這等價于每符號2次循環導致每符號8個脈沖。如果在每一零交叉處產生一脈沖產且對這些脈沖進行計數，則就有了確定FSK信號頻偏的手段。
圖4所示可調符號限幅器的可替換實施例供2電平解調信號使用。這兩實施例根據濾波器52A或52B實現的不同具有不同的功能。解調器DEM的輸出端與異步增減計數器54連接，該異步增減計數器54具有用于接收圖2或門46、48的R、S輸出的輸入端55、56。該計數器54具有與濾波器52A連接的6位并行輸出端，濾波器52A包括被是接收機(圖2)接收的信號的位周期的8倍的時鐘信號CL同步的9級移位寄存器58。為了獲得在前一符號周期內脈沖計數值的增加量，先求出移位寄存器58的輸出和輸入之間的差值。求差值的一種方法就是將移位寄存器58的并行輸出提供給二進制補碼電路60。電路60的并行輸出與移位寄存器58的第一級的并行輸出一道提供給求和電路62。兩計數值之間的差值通過并行總線63提供給一位比較器64，該比較器64還從級66(參看圖12進行描述)接收限幅電平的當前表示。各輸入端的值被比較，在終子68上產生2電平數據輸出。
在濾波器52B的一替換實施例中，計數器54的輸出提供給1位延遲級53和減法級57的一個輸入端，第二輸入端與延遲級53的輸出端連接。級53、57的組合提供了1位差異。級57的輸出端與IIR(無限沖擊響應)濾波器59連接。濾波器59的輸出端與一位比較器64和級66各自的輸入端連接。
在替換的未示出實施例中，通過使用較小的移位寄存器或者以更高的速率同步移位寄存器58來獲得在前一符號周期的一部分周期內脈沖計數值的增加量。
現在參看圖5至8描述可調符號限幅器操作原理。圖5表示代表了二進制值0110010的發送序列的NRZ二進制波形。圖6表示在有噪聲情況下接收該發送序列時的R和S信號。假定rf(射頻)信號電平接近接收閾值。還有，在接收機本振頻率fL和發射機中心頻率fc之間有相當大的頻偏，見圖1的圖D。
計數器54是一6位計數器，其負計數值由相應正計數值的二進制補碼來構成。一旦計數器54在向上計數期間達到其最大值，它就如圖7所示地復位自己并繼續計數。同樣地，如果該計數器在向下計數、達到其最小值，它就復位自己并繼續從上往下地計數。在濾波器52A(圖4)的情形中，為了確定計數器54的計數值在一個符號周期內已發生變化的數值，移位寄存器58、二進制補碼級60和求和電路62通過從保持最長時間的計數值中減去最新的計數值共同地形成了相應于一個符號周期之前的滑動窗口。由于移位寄存器58按照時鐘速率8倍的速率被同步，所以在各符號周期內將有8個不同的計數值。這些不同的計數值由圖8上面曲線上的點來表示。在這一實例中，由于在本振和發射機頻率之間有顯著頻偏，所以曲線不低于零。在圖8中，通過使級66(圖4)的符號限幅電平的值為7，則數據輸出就是如圖5所示輸入數據的延遲型式。通過確定不同計數值的最大和最小值并取它們的平均值來確定2電平的符號限幅電平。在圖8中，最大和最小值分別是14和0，平均值是7，所以符號限幅電平是7。應當指出，在圖8的下面圖形中，由符號限幅器作出的判定形成了圖5所示NRE二進制波形的延時型式。
圖9至11是說明對于本振頻率的不同漂移調整符號限幅電平的例子的圖形。各圖包括表示發射機輸入數據i/p、接收機輸出數據o/p以及最大(MAX)及最小(MIN)值和符號限幅電平(SL)的變化的三條曲線。在這些圖中，下指箭頭表示最大值的更新而上指箭頭表示最小值的更新。隨著更多的數據被接收，由于輸入和輸出波形彼此相似，所以最大MAX值、最小MIN值和符號限幅電平的值趨于穩定。更新2電平信號的最大和最小值的一簡單算法是常量，K＝2×4×偏移/位速率開始時，MAX＝0，MIN＝0程序循環如下*If VALUE＞MAX，then MAX＝VALUEIf VALUE＜MIN，then MIN＝VALUE符號限幅電平＝(MAX+MIN)/2If MAX-MIN＞K，thenMAX＝MAX-1MIN＝MIN+1Return to*圖12以實線表示用于更新最大和最小值的算法的硬件實現。求和電路62或IIR59(圖4)的輸出通過總線63提供給最大(MAX)值寄存器70和最小(MIN)值寄存器72，它們各存儲當前MAX和MIN值。當前符號限幅電平SL是通過在級74中求MAX和MIN值之和的平均值并將其作用于比較器64(圖4)來獲得的。
當前MAX和MIN值之差是在級76中獲得的，級76的輸出與K的值一道提供給比較器級78。如果MAX-MIN大于K，則值為“1”的輸出就通過導線80提供給寄存器70、72。在寄存器70中，從MAX的當前值中減去單位值來得到新的MAX，即新的MAX＝(當前)MAX-1。對于寄存器72，給MIN的當前值增加一單位值來獲得新的MIN，即MIN＝(當前)MIN+1。
圖12還用虛線表示了對用于更新最大和最小值的算法的基本硬件實現的改進。該改進包括在從中獲得級66的輸入的節點86之后的總線63中和在節點86和最大及最小值寄存器70、72的輸入端與之連接的節點90之間的總線88中提供濾波器82、84。濾波器82和84都是以數字方式實現的濾波器。濾波器82被設計成為將數據信號傳送給一位比較器64。濾波器84是慢跟蹤濾波器，其主要功能是防止任何快速瞬態進入寄存器70、72、防止對級74的限幅電平輸出的干擾和防止由此造成比較器64錯誤地檢測符號。濾波器84的截止頻率是數據的最高頻率或略高于數據的最高頻率，對于大于2的M的值，該截止頻率將要大一些。
到目前為止考慮的是2電平調制，例如在CCIR無線電尋呼碼1號或者稱為POCSAG中含有的調制。但是，本發明的教導可應用于M進制調制方案。作為例子，考慮M＝4. 4電平調制方案在ETSI(歐洲電信標準研究所)制定的ERMES尋呼碼中被使用，各種符號由以下相對于抽象中心頻率的頻偏來表示。
對于M＝4，需要三個限幅電平SL1、SL2和SL3來區分4個符號。根據最大(MAX)和最小(MIN)電平計算各限幅電平的一般算法是MIN+(MAX-MIN)·2i-12(M-1)|i=1...(M-1)]]>這里M是電平數。
因此，對于M＝4，有3個限幅電平i＝1，2，3，由下式給出MIN+(MAX-MIN)·(16,36,56)]]><
圖13表示與4電平信號相關的R和S輸出(圖2)，假定發射機中心頻率fc和接收機本振頻率fL之間無頻偏，在接收信號中無噪聲。
圖14是計數器54(圖4)中的計數值的曲線。
圖15是表示限幅電平SL1、SL2、SL3的不同的計數值的曲線。應當指出，在數據信號的零交叉處進行判定就恢復了原來數據值。
閱讀了本說明書，其它改進對本領域技術人員將是顯而易見的。這樣的改進可涉及到在零IF接收機及其部件的設計、制造和使用方面已知的其它特點，這些特點可用來代替在此已知描述的特點，或者給在此已描述的特點增加這些特點。盡管在本申請中對各特點的特定組合已提出了權利要求，但應當認識到本申請的分開的范圍還包括在此明顯地或隱含地公開了的任何新穎的特點或各特點的任何新穎的組合或者它們的任何的一般化，不管該范圍是否涉及與當前在任一權利要求中要求保護的發明相同的發明，也不管該范圍是否如本發明所做的那樣克服了任何相同的技術問題或所有相同的技術問題。申請人于是聲明在本申請或從中導出的任何其它申請的要求保護期間，可能對這些特點和/或它們的組合提出新的權利要求。
數據接收機，尤其是但不僅僅是數字尋呼接收機。
權利要求
1.一種FSK接收機，包括產生正比于接收信號的瞬時頻率和本振信號的差值的脈沖狀表示的裝置，利用該脈沖狀表示產生頻率的瞬時表示的裝置，測量頻率的瞬時表示的峰值偏移的裝置，峰值偏移的差值正比于發射頻偏，根據該峰值偏移的差值計算至少一個符號限幅電平的裝置。
2.權利要求1的接收機，其特征在于計算一個或多個符號限幅電平的裝置包括實現以下算法的裝置MIN+(MAX-MIN)·2i-12(M-1)|i=1...(M-1)]]>其中MIN是最小峰值偏移，MAX是最大峰值偏移，M是調制電平數。
3.權利要求1的接收機，其特征在于計算符號限幅電平的裝置包括計算峰值偏移的平均偏移的裝置和將限幅電平設定為該平均偏移的裝置，該平均偏移正比于發射中心頻率和本振頻率的頻偏。
4.權利要求3的接收機，其特征在于解調器包括可調符號限幅器，該可調符號限幅器包括具有用于接收第一和第二輸出脈沖序列的遞增輸入端和遞減輸入端的異步增/減計數器，具有差分功能的濾波裝置，以及與符號周期同步、將被恢復數據確定為累計脈沖計數值的離散差分的裝置。
5.權利要求4的接收機，其特征在于具有用于分別存儲最大和最小計數值的第一和第二裝置，一旦計數值沿相關方向超過當前存儲的最大或最小計數值就更換存儲的最大或最小值的裝置，以及與所述第一第二裝置連接、根據以下算法確定(各)符號限幅閾值電平的裝置MIN+(MAX-MIN)·2i-12(m-1)|i=1...(M-1)]]>其中MIN是最小峰值偏移，MAX是最大峰值偏移，M是調制電平數。
6.權利要求4的接收機，其特征在于具有用于分別存儲最大和最小計數值的第一和第二裝置，一旦計數值沿相關方向超過當前存儲的最大或最小計數值就更換存儲的最大或最小值的裝置，以及與所述第一和第二裝置連接、根據當前存儲的最大和最小計數值之和的一半確定符號限幅閾值電平的裝置。
7.權利要求1的接收機，其特征在于具有防止快速瞬態進入所述計算至少一個符號限幅電平的裝置的瞬態防止裝置。
8.一種FSK接收機，包括含本振的零IF級，具有產生接收信號的脈沖狀表示的裝置的解調裝置，該脈沖狀表示正比于接收信號的瞬時頻率和本振信號的差值，與解調裝置連接以便對脈沖進行計數的裝置，具有與所述計數裝置連接以便提供信號的解調表示的、具有差分功能的濾波裝置，存儲信號的解調表示的最大和最小值的裝置，判斷在大體上相應于調制信號的符號周期或符號周期的一部分的連續時間間隔內接收的脈沖的個數是否超過當前存儲的最大或最小值的裝置，響應最大和最小值至少之一的變化以便計算正比于頻偏的解調信號平均值的裝置，根據最大和最小值確定(各)符號限幅電平的裝置以及對信號的解調表示進行限幅來產生被恢復數據的裝置。
9.權利要求8的接收機，其特征在于零IF級包括產生正交相關第一和第二信號的裝置，其特征還在于產生正比于接收信號的瞬時頻率和本振信號的差值的脈沖狀表示的裝置包括分別提供第一和第二信號的反相型式作為第三和第四信號的裝置，在第一、第二、第三和第四信號的預定邊緣出現時產生脈沖的裝置，當第一信號在相位方面超前第二信號時產生第一輸出脈沖序列和在第二信號在相位方面超前第一信號時產生第二輸出脈沖序列的裝置。
10.權利要求9的接收機，其特征在于可調符號限幅器包括具有用于接收第一和第二輸出脈沖序列的遞增輸入端和遞減輸入端的異步增/減計數器裝置，其特征還在于濾波器包括用于提供滑動窗口以便觀察被預定時間間隔分隔的計數器的輸出計數值的裝置和與符號周期同步、將被恢復的數據確定為累計脈沖計數值的離散差分的裝置。
全文摘要
FSK零IF接收機具有產生作為一系列重復頻率大于調制信號的符號率的窄脈沖的能解調制信號的表示的裝置(DEM)和用于確定數據的可調符號限幅解調器(54至66)。該解調器具有調整與偏移頻率的脈沖狀表示無關的符號限幅閾值的裝置，由于本振和標稱發射機載頻(f
文檔編號H03D3/00GK1136377SQ95190956
公開日1996年11月20日 申請日期1995年9月1日 優先權日1994年9月29日
發明者A·H·里查斯 申請人:菲利浦電子有限公司