信號調制方法、信號調制裝置、信號解調方法和信號解調裝置的制作方法

專利名稱：信號調制方法、信號調制裝置、信號解調方法和信號解調裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及將數字聲音信號、數字圖像信號和數據等數字信號對例如記錄媒體進行記錄或再生時使用的信號調制方法、信號調制裝置、信號解調方法和信號解調裝置，例如，涉及可以應用于再生專用的光盤的光盤裝置或追記式及改寫式的光盤的記錄再生裝置等的信號調制方法、信號調制裝置、信號解調方法和信號解調裝置。
背景技術：
在將數字聲音信號、數字圖像信號和數據等數字信號向記錄媒體上記錄時，數字信號附加上錯誤檢測修正碼后變換為適合于供給調制電路的記錄再生系統的特性的代碼(所謂的信道編碼)。
例如，所謂的小型盤(CD)等光盤作為計算機的存儲裝置、圖像信息的封裝媒體是通用性非常高的記錄媒體。光盤系統通過具有約1.2mm厚度的透明基板再生記錄在反射面上的信號。在光盤上記錄數字化的聲音信號、圖像信號、數據等的信息，這時，數字信號附加上錯誤檢測修正碼后供給調制電路，變換即信道編碼為適合于記錄再生系統的特性的代碼。
這里，上述小型盤(CD)方式的信號格式的簡要情況如下所示，即采樣頻率 44.1kHz
量化位數 16位(直線)調制方法 EFM信道位速率 4.3218Mb/s錯誤修正方法 CIRC數據傳輸速率 2.034Mb/s作為調制方法，可以使用8-14變換(EFM)。
EFM是將輸入的8位的信號(以后，簡稱為符號)變換為14信道位的代碼并附加上24信道位的幀同步信號和14信道位的子碼后，在這些代碼間用3信道位的邊界位連接，進行NRZI記錄的調制方法。
圖1是上述CD方式的幀結構的圖。
如圖1所示，在1幀(6標本值區間、L和R信道各6采樣，1采樣為16位的數據)期間從CIRC(交叉里德-所羅門代碼)編碼器輸入調制電路的24個代碼的數據(例如，音樂信號)和8個代碼的奇偶碼分別變換為14信道位的代碼，用3信道位的邊界位連接，如圖所示，每一幀定為588信道位，以4.3218Mbps的信道位速率向盤上進行NRZI記錄。
輸入調制電路的各代碼，例如參照由ROM構成的一覽表將“1”與“ 1”之間的“0”的個數分別變換為大于2個小于10個的信道位模式(代碼)。幀同步信號Sf的信道位模式按2進制為“100000000001000000000010”，邊界位模式可以從“000”、“001”、“010”和“100”中選擇1個。1子編碼幀由98幀構成，作為第0和第1幀的子碼，附加子碼同步信號S0(＝“00100000000001”)、S1(＝“00000000010010”)(參見圖2)。
圖3是對輸入信號的采樣值的1例示出進行EFM后的信道位模式和DSV(數字總和變化或數字總和值)的圖。
16位的1個采樣分割為高位8位和低位8位，通過CIRC編碼器輸入調制電路，進行8-14變換后分別成為1 4信道位的信息位。如前所述，在信息位的“1”和“1”之間插入大于2個而小于10個的“0”。作為邊界位，選擇“000”、“001”、“010”和“100”中的一種，使該規則對于信息位之間的連接的位置也總是成立，以17信道位(但是，在幀同步信號Sf時為27信道位)為單位的進行過EFM調制的信號從調制電路以4.3218Mbs輸出。
這樣，由于在任意的信道位“1”與下一個信道位“1”之間插入大于2個小于10個的信道位“0”，所以，NRZI記錄波形的高電平或低電平的繼續期間(記錄波長)必然大于3T而小于11T(參見圖3)。
這時，最短記錄波長為3T，最長記錄波長為11T。T是信道時鐘4.3218MHz的1周期，以后，將其簡稱為EFM的調制規則的3T～11T規則。
作為NRZI記錄波形的直流平衡的指標，考慮DSV。DSV以記錄波形的時間積分給出。即，將記錄波形的高電平只在單位時間T內繼續時的DSV的變化量取為+1，將記錄波形的低電平只在單位時間T內繼續時的DSV的變化量取為-1。
關于將時刻t0時的DSV的初始值假定為0時的DSV隨時間的變化示于圖3的最下邊。其中，期間t1～t2的調制信號不是由17信道位模式“01000001000001001”唯一地確定的，取決于時刻t1的調制信號的電平即期間t0～t1的調制信號波形的最終電平(以后，稱為CWLL)。
因此，圖示的調制信號波形在時刻t0是CWLL為低電平(CWLL＝“ 0”)的情況，在時刻t0，CWLL＝“1”(高電平)時的調制信號波形成為將高電平與低電平置換后的反模式。
同樣，DSV的增減也與上述CWLL有關，在時刻t0，CWLL＝“ 0”時，如圖3所示，信息位模式“01000100100010”引起的DSV的變化量(以后，稱為14NWD)即期間t0～t0＋14的DSV的變化量為+2。與圖相反，在時刻t0，如果CWLL＝“ 1”，則14NWD＝-2。另外，將期間t0＋14～t1＋14的DSV的變化量稱為17NWD。
下面，說明插在期間t0＋14～t1中的邊界位。在4種邊界位“ 000”、“ 001”、“ 010”和“100”中，根據上述調制規則的3T～11T規則，不能插入“001”和“100”，可以插入“ 010”或“ 000”。即，設在邊界位之前輸出的前次的信息位模式的終端的“0”的個數為B，后輸出的本次的信息位模式的前端的“ 0”的個數為A，由于B＝1并且A＝1，所以，邊界位的前端必須為“ 0”并且終端也必須為“0”，可插入的邊界位模式成為“0X0”。這里，X表示任意值(無關緊要)。
在圖3的最下邊，用實線表示作為邊界位插入了“010”時的DSV，用虛線表示插入了“000”時的DSV。
通常，當在某一連接點插入邊界位時，必須選擇滿足上述調制規則的3T～11T規則的邊界位。另外，必須禁止通過插入邊界位而產生與幀同步信號用的同步模式相同的反復2次11T的模式。
對于滿足這些規則的邊界位，將它們插入時除了此前的累積DSV外，還要求出邊界位和到下一個信息位模式的終端的累積DSV，選擇其絕對值最小的作為最佳邊界位。
在圖3的例中，由于作為邊界位插入“010”時的時刻t1＋14的DSV為+3，插入“000”時在相同時刻的DSV為-1，所以，這時就選擇“000”。
利用這樣的算法語言求出的邊界位，即使在2個14信道位的信息位的連接位置上述調制規則的3T～11T規則也成立，并且可以防止幀同步信號的誤發生，同時，可以使進行過EFM調制的信號的累積DSV盡可能接近于0。
然而，先有的EFM的調制方法的最短行程限制為2，所以，如果只是為了滿足行程等的限制，邊界位只要有2位就足夠了。如果可以將邊界位減少為2位，不改變記錄波長等物理大小就可以將數據的記錄密度提高為(17/16)倍。
但是，2位的邊界位只存在3種，另外，根據行程等的限制，往往能插入的邊界位就限制為只有1種了。因此，在先有的DSV控制方法中，存在很多不能進行DSV控制的區間，結果，不能充分抑制調制信號的低頻成分，從而將會對伺服系統的穩定性和數據解調時的誤碼率等產生不良影響。
本發明就是鑒于上述問題而提出的，目的旨在提供可以不使用信號調制時的上述邊界位而將輸入的M位例如8位的數據直接變換為N信道位例如16信道位的代碼、減小對DSV控制的不良影響從而可以充分抑制低頻成分的信號調制方法、信號調制裝置、信號解調方法和信號解調裝置。發明的公開為了解決上述問題，本發明的信號調制方法是將M位單位的數據串變換為N位單位的代碼串(這里，M，N為整數，M＜N)、并將N位的代碼與下一個N位的代碼結合的信號調制方法，具有接收輸入信號值即M位單位的數據串的第1步驟、根據變換表將M位的數據變換為N位的代碼的第2步驟和將N位單位的代碼串作為調制結果輸出的第3步驟。并且，變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成，多個代碼組對于相同的輸入數據包含不同的符號。第2子表是通過對于從第1子表的第1輸入數據到第2輸入數據的數據分配不同的代碼而得到的，是將第1子表的一部分雙重化的表，第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量。另外，在第1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸入數據分配代碼。
另外，本發明的信號調制裝置是將M位單位的數據串變換為N位單位的代碼串(這里，M，N為整數，M＜N)、并將N位的代碼與下一個N位的代碼結合的信號調制裝置，具有接收輸入信號值即M位單位的數據串的接收裝置、根據變換表將M位的數據變換為N位的代碼的變換裝置、和將N位單位的代碼串作為調制結果輸出的輸出裝置。并且，變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成，多個代碼組對于相同的輸入數據具有不同的代碼。第2子表是通過對于從第1子表的第1輸入數據到第2輸入數據的數據分配不同的代碼而得到的，是將第1子表的一部分雙重化的表，第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量。另外，在第1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸入數據分配代碼。
另外，本發明的信號解調方法是將N位單位的代碼串進行反變換、生成M位單位的數據串(這里，M，N為整數，M＜N)的信號解調方法，具有接收N位單位的輸入代碼串的第1步驟、根據反變換表將N位的輸入代碼反變換為M位的數據的第2步驟、和將M位單位的數據串作為解調結果而輸出的第3步驟。并且，反變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成，多個代碼表對于相互不同的輸入代碼具有相同的輸出數據。第2子表是通過對從第1子表的第1輸出數據到第2輸出數據的數據分配不同的輸入代碼而得到的，是將第1子表的一部分雙重化的表，第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量。另外，在第1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸出數據分配代碼。
另外，本發明的信號解調裝置是將N位單位的代碼串進行反變換、生成M位單位的數據串(這里，M，N為整數，M＜N)的信號解調裝置，具有接收N位單位的輸入代碼串的接收裝置、根據反變換表將N位的輸入代碼反變換為M位的數據的反變換裝置和將M位單位的數據串作為解調結果而輸出的輸出裝置。并且，反變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成，多個代碼表對于相互不同的輸入代碼具有相同的輸出數據。第2子表是通過對從第1子表的第1輸出數據到第2輸出數據的數據分配不同的輸入代碼而得到的，是將第1子表的一部分雙重化的表，第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量。另外，在第1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸出數據分配代碼。
另外，本發明的信號調制方法是參照指定的變換表將M位單位的數據串變換為N位單位的代碼串(這里，M，N為整數，M＜N)、并將N位的代碼與下一個N位的代碼結合的信號調制方法。這里，變換表通過下述第1步驟、第2步驟、第3步驟、第4步驟、第5步驟和第6步驟而作成。第1步驟從作為N位單位的代碼而得到的全部模式中選擇滿足指定的調制規則的代碼；第2步驟將選擇的代碼根據不同的多個代碼條件分類為多個代碼組；第3步驟對多個代碼組的各代碼組計算各代碼的數字總和變化的變化量；第4步驟對多個代碼組的各代碼組按照各代碼的數字總和變化的變化量的大小順序排列代碼；第5步驟對各代碼組將排列的代碼按照數字總和變化的變化量的大小順序分配M位的數據，生成第1子表；第6步驟在滿足指定的調制規則的代碼中把包含在第1子表內的代碼以外的代碼按照數字總和變化的變化量的絕對值的大小順序對全部數據中從第1數據到第2數據進行分配，生成具有與第1子表雙重化部分的第2子表。
并且，在本發明中，由于變換表的雙重化的部分與對應的代碼組的數字總和變化(DSV)的變化量正負相反并且絕對值相近，所以，不論選擇哪一方，不使用在先有的調制中使用的邊界位就可以進行DSV的控制，另外，由于使用在雙重化的部分按照數字總和變化的變化量的絕對值的大小順序排列代碼的結構的變換表，所以，可以充分抑制調制信號的低頻成分。
附圖的簡單說明圖1是先有的調制輸出信號的幀結構圖。
圖2是先有的調制輸出信號的子編碼幀結構圖。
圖3是表示先有的采樣值和EFM調制波形的圖。
圖4是本發明的一個實施例使用的變換表的一例的圖。
圖5是表示作成變換表的算法的一例的流程圖。
圖6是表示狀態值為1時的單元表的一例的圖。
圖7是表示狀態值為2時的單元表的一例的圖。
圖8是表示狀態值為3時的單元表的一例的圖。
圖9是表示狀態值為4時的單元表的一例的圖。
圖10是表示作為本發明的實施例的信號調制方法的算法的一例的流程圖。
圖11是表示作為本發明的實施例的信號調制裝置的結構例的框圖。
圖12是通過與先有例的比較表示本發明實施例的調制信號的低頻成分減小到何種程度的曲線圖。
圖13是表示作為本發明的實施例的信號解調方法的算法的一例的流程圖。
圖14是表示作為本發明的實施例的信號解調裝置的結構例的框圖。
實施發明的最佳形態下面，參照


本發明的信號調制方法、信號調制裝置、信號解調方法和信號解調裝置的實施例。
本發明的信號調制方法和信號調制裝置是以將輸入的M位單位的數據串分別變換為N位單位的代碼串(但是，M、N為整數，M＜N)并將N位的代碼與下一個N位的代碼結合為前提的。從上述M位單位的數據串變換為上述N位單位的代碼串的變換表，一部分是雙重化的，該雙重化的部分采用對應的代碼組的數字總和變化(數字總和值)的變化量正負相互相反并且絕對值相近的結構。
這樣的變換表的一例示于圖4。
如圖4所示，變換表由多個種類例如4種單元表T1、T2、T3、T4構成，各單元表分別具有雙重化的部分。即，設對1個單元表的所有的輸入信號值(數據)的1組代碼(以后，稱為信道位模式)的表為Ta時，其一部分雙重化成為表Tb，在圖4的具體例中，輸入信號值為0～87的88個代碼是雙重化的。這里，在本說明書中也將表Ta稱為正表，將表Tb稱為反表。
因此，在圖4的具體例中，變換表由與8位的輸入信號值0～255對應的256個16位的代碼或16信道位模式的4種表(正表)T1a、T2a、T3a、T4a和對各表T1a、T2a、T3a、T4a的輸入信號值為0～87的各88個16信道位模式分別雙重化的16信道位模式的表(反表)T1b、T2b、T3b、T4b構成。并且，在本發明的實施例中，對于該變換表的雙重化部分即表T1a、T2a、T3a、T4a的輸入信號值為0～87的部分的16位的代碼和表T1b、T2b、T3b、T4b的16位的代碼，采用對應的代碼組的數字總和變化的變化量的正負相互相反并且絕對值相近的結構。
下面，說明使用圖4所示的變換表的具體的信號調制方法。
在圖4所示的具體例中，將輸入的8位的信號(數據)變換為16位的代碼。這和在先有的EFM的調制方法中將輸入的8位的信號變換為14位的信息位后通過3位的邊界位進行結合的情況不相同，在本具體例中是將邊界位排除，將輸入的8位的信號直接變換為16位的代碼。以后，將該調制方法稱為8-16調制方法。該8-16調制方法也滿足“1”和“1”之間的“0”的個數大于2個小于10個的所謂EFM的條件(3T～11T規則)。
在EFM中，將輸入的8位的信號變換為14位的代碼的表是1種，但是，在8-16調制方法中，將輸入的8位的信號變換為16位的代碼的表設置多種。在上述圖4的具體例中，使用4種單元表T1、T2、T3、T4。
下面，說明按單元表的種類使用的「狀態值」。
該狀態值在將輸入的8位的信號(數據)變換為16位的代碼時具有作為決定使用哪個變換表好的指針的作用。因此，狀態值的數只存在和變換表的上述單元表的種類數相等的數。即，在本實施例中，與4種單元表T1、T2、T3、T4分別對應地存在4個狀態值(「1」～「4」)。
每當將1個8位的數據(以后，也稱為符號)變換為16位的代碼時，狀態值都發生變化。當16位的代碼以“1”結束或以“10”結束時，狀態值就變化為「1」。當1 6位的代碼以大于2個而小于5個連續的“ 0”結束時，狀態值就變化為「2」或「3」。當16位的代碼以大于6個而小于9個連續的“0”結束時，狀態值就變化為「4」。另外，如果變化為狀態值「2」的代碼和變化為狀態值「3」的代碼完全可以作為別的代碼處理，則作成表時便可任意地決定是「2」或「3」。
用于將輸入的8位的數據變換為16位的代碼的變換表具有如下特征。
由于狀態值為「1」時使用的單元表T1滿足“1”和“1”之間的“ 0”的個數大于2個而小于10個的條件(3T～11T規則)，所以，只由最低以2個“0”開始的16位的代碼構成。這是因為在狀態值變化為「1」之前調制的16位的代碼是以“1”或“10”結束的緣故。
根據同樣的理由，狀態值為「2」或「3」時使用的單元表T2或T3只由從0個到5個連續的“0”開始的16位的代碼構成，但是，狀態值為「2」時使用的單元表T2由以MSB為第1位時的第1位和第13位(即從LSB開始數的第4位)都為“0”的代碼構成，狀態值為「3」時使用的單元表T3由從MSB開始數的第1位和第13位(從LSB開始數的第4位)中的某一位或兩者都為“1”的代碼構成。
狀態值為「4」時使用的單元表T4只由以“1”或“01”開始的16位的代碼構成。
這里，存在不同的2個狀態值可以共同使用的16位的代碼。例如，以連續3個“0”開始的、第1位和第13位為“0”的16位的代碼等既可以在狀態值為「1」時使用，又可以在狀態值為「2」時使用。考慮到進行譯碼時的情況，這樣的代碼必須構成使得輸入的8位的信號值(數據)一定相同的表。
另外，狀態值是下一個變化為「2」或「3」這一類型時的16位的代碼可以對輸入的8位的信號的完全不同的2種值進行分配。這時，僅根據該代碼不能唯一地進行譯碼，但是，通過預先使下一個變化的狀態值的值一定是一方為「2」，另一方為「3」，便可將其正確地進行譯碼。關于這一方法，后面介紹。
另外，對于所有的單元表的各個代碼，設置的另一個表來表示當輸入的8位的信號變換為該代碼時下一個狀態值變化為「1」～「4」中的哪個值。16位的代碼以大于2個小于5個連續的“0”結束時，僅根據代碼的特征不能決定狀態值下一個變化為「2」還是變化為「3」，但是，通過參照該表，可以唯一地決定下一個狀態值。另外，采用幀同步信號用的同步模式之后狀態值一定為「1」。
在圖4的例中，用S表示下一個狀態值，分別構成由這些變化方向的狀態值S所構成的表。
信號調制裝置使用這些表將輸入的8位的符號調制(變換)為16位的代碼。將當前的狀態值存儲到內部的存儲器內，根據該狀態得到應參照的表，利用該表將輸入的8位的信號變換為16位的代碼，進行調制。另外，與此同時，為了可以得到進行下次的變換應參照的表，根據表求出下一個狀態值，并預先進行存儲。對于實際的硬件的結構例，后面介紹。
下面，說明DSV(數字總和變化或數字總和值)的控制。
考慮對于每個上述各狀態值存在多少種滿足行程寬度的限制(3T～11T規則)、可以毫無問題地使用的16位的代碼。這時，由于禁止產生與幀同步信號用的同步模式相同的反復2次11T的模式，所以，預先除去了排列著10個“0”并以在其后的“1”之后排列著5個“0”而結束的16位的代碼。因為，在該代碼之后連結以5個“0”連續開始的16位的代碼時，將產生反復2次11T的模式。另外，變換為16位的代碼之后，狀態值變化為「2」或「3」時，由于該代碼可以作為2種代碼進行使用，所以，這些代碼作為2倍可以使用的代碼進行計數。
通過計算便可知道，狀態值為「1」時可以使用的16位的符號為344種，狀態值為「2」時可以使用的16位的代碼為345種，狀態值為「3」時可以使用的16位的代碼為344種，狀態值為「4」時可以使用的16位的代碼為411種。由于輸入的信號為8位，所以，有256種代碼就夠了，對于各狀態值，至少多余88種代碼。因此，將該88種多余的代碼用于DSV的控制。即，使用多余的代碼另外設置入口數88的表即反表。在本實施例中，采用對0～87號的輸入的8位的信號構成該反表。
這里，在該DSV控制方法中，為了進行效率最好的DSV控制，按以下方針構成正、反各表。
如前所述，存在可以對2個不同的狀態值共同使用的16位的代碼。由于這些代碼必須構成使輸入的8位的信號值(數據)一定相同的表，所以，若考慮到該限制，表的構成方法實際上是很復雜的。這里，由于目的旨在給出用于高效率地控制DSV的表的構成方法，所以，為了簡單起見，獨立地考慮各狀態值，把對各狀態值可以使用的16位的代碼作為對輸入的8位的信號的各值可以自由地分配的代碼進行說明。
圖5是上述變換表的構成方法，更具體地說，是用于說明變換表的4種單元表中的任意1個的構成方法的流程圖。
在圖5中，在S101，求16位的代碼的全部模式，在S102選擇滿足上述行程寬度的限制(3T～11T)的條件的位模式或代碼。在S103對符合上述每個狀態值的條件的代碼進行分類。如上所述，對該每個狀態值可以使用的16位的代碼有344～411種。例如，狀態值為「1」時可以使用的16位的代碼有344種。
然后，在S104對上述各狀態值的所有的代碼計算這之前的電平(＝CWLL)為低電平時的DSV的變化量。代碼的長度為16位，若考慮有行程寬度的限制(3T～11T)，則每1代碼的DSV的變化量最小為-10，最大為+10。當上述狀態值例如為「1」時，則為最小-10～最大+6。
在S105，將例如上述狀態值為「1」時的344種16位的代碼按照DSV的變化量從正方向大的數值到負方向大的數值順序排列。即，進行排序。
然后，在S106從DSV的變化量大的數值開始向正方向順序選出88個16位的代碼，例如在上述狀態值為「1」時的圖6所示的正表T1a中，順序分配給輸入的8位信號的0～87。這時，在選出的88個16位的代碼中，DSV的變化量的絕對值越大的代碼分配輸入的8位信號越小的值。另外，從DSV的變化量大的數值開始向負方向順序選出88個16位的代碼，例如在圖6的反表T1a中分配給輸入的8位信號的0～87。這時，在選出的88個16位的代碼中，DSV的變化量的絕對值越大的代碼分配輸入的8位信號越小的值。最后，從DSV的變化量的絕對值小的代碼開始順序選出168個16位的代碼，例如在圖6的正表T1a中分配給輸入的8位信號的88～255。
實際上，當狀態值為「1」時，如圖6所示，由于可以使用的16位的代碼有344種，所以，可以選擇在該階段可以使用的所有的代碼。
另外，向狀態值為「2」、「3」和「4」時使用的變換表的各單元表中的輸入信號值分配代碼的例子分別示于圖7、圖8和圖9。
在圖6～圖9中，使進行上述排序時DSV的變化量相同的16位的代碼的順序與上述圖4的例子不同，但是，不論使用哪個表都沒有任何問題。
通過按照這樣的構成方針構成正表Ta和反表Tb，當輸入的8位的信號為0～87之間的值時，由于DSV的變化量的絕對值比較大并且可以選擇極性相反的2個16位的代碼中的任何一個，所以，可以進行高效率的DSV控制。另外，當輸入的8位的信號為88～255之間的值時，16位的代碼不能唯一地確定從而不能進行DSV控制，但是，由于這些16位的代碼只選擇DSV的變化量的絕對值比較小的，所以，可以使累積DSV的絕對值總是保持為比較小的值。
這里定義的入口數88的反表Tb除了入口數少外，具有和入口數為256的正表Ta完全相同的特征。
與正表Ta一起使用反表Tb，進行DSV控制。當輸入的8位的信號是在0～87之間時，將輸入的8位的信號變換為16位的代碼時可以適當地選擇使用正表Ta和反表Tb中的某一個。因此，在本發明的實施例中，如先有的EFM的DSV控制時那樣，一直在計算累積DSV，并且分別求出使用正表Ta進行變換時的累積DSV和使用反表Tb進行變換時的累積DSV，一邊選擇累積DSV的絕對值更接近于0的值一邊進行變換。
下面，參照圖10說明使用這樣構成的變換表的本實施例的信號調制方法的算法。
在S1輸入8位的信號(數據)，在S2獲得當前的狀態值后，在S3判斷8位的輸入信號的值是否小于87。
當在S3判定為是、即輸入信號值小于87時，就進入S4，參照與當前的狀態值對應的上述正表Ta獲得與輸入信號值對應的16位的代碼，計算累積DSV值xa。另外，在S5參照與當前的狀態值對應的上述反表Tb獲得與輸入信號值對應的16位的代碼，計算累積DSV值xb。在S6判斷累積DSV值xa、xb的各絕對值的大小關系，即是否|xa|≤|xb|。
當在上述S3判定與否、即輸入信號值大于87時，就進入S7，參照與當前的狀態值對應的上述正表Ta獲得與輸入信號值對應的16位的代碼，并進入S10。當在上述S6判斷為是、即|xa|≤|xb|時，參照與當前的狀態值對應的上述正表Ta獲得與輸入信號值對應的16位的代碼，并進入S10。當在上述S6判斷為否、即反表Tb的代碼的累積DSV值xb的絕對值小時，參照與當前的狀態值對應的上述反表Tb獲得與輸入信號值對應的16位的代碼，并進入S10。
在S10計算和更新累積DSV后，在S11參照下次的狀態值用表、即匯集了上述圖4的下次狀態值S的表，更新狀態值。在S12，輸出獲得的16位的代碼。
圖11是實現本發明的信號調制方法的一個實施例的信號調制裝置的結構例的框圖。
在圖11中，8位的輸入信號(數據)輸入比較電路10、選擇器11和地址發生電路21。
比較電路10將輸入的8位的信號的值與88的值進行比較。當輸入的8位的信號的值不到88時，由于可以進行上述那樣的DSV控制，所以，比較電路10就指示向選擇器11、12輸入進行DSV控制的模式。
選擇器11從比較電路10接收到輸入進行DSV控制的模式的指令時，就將輸入的8位的信號供給地址發生電路14和地址發生電路17。當輸入的8位的信號的值大于88時，就不進行DSV控制，從比較電路10輸出不進行DSV控制的指令，所以，不供給輸入的8位的信號。
狀態值存儲用存儲器13是用于預先存儲當前的狀態值是「1」～「4」之間的哪個值的存儲器。
累積DSV存儲用存儲器25是用于預先存儲當前的累積DSV的值的存儲器。
預先存儲16位代碼用的變換表的ROM(以后，稱為16位代碼用變換表ROM)23是預先存儲8位的輸入信號值(數據)應變換的16位的代碼的ROM。如前所述，各狀態值有4個單元表T1、T2、T3、T4，另外，對于輸入信號值0～87，16位的代碼被雙重化，存在上述正表Ta包含的代碼和反表Tb的代碼。因此，共計存在8種表T1a～T4b。這些表T1a～T4b接收由8位的輸入信號值、狀態值和表示使用正表Ta和反表Tb中的哪一個的值這3個參量所決定的地址，可以返回與其對應的16位的代碼。
下次狀態值決定用表ROM27是預先存儲8位的輸入信號值變換為16位的代碼后狀態值變化為幾的表ROM。各狀態值有4個表，對于輸入信號值0～87發生雙重化，除了正表外，還存在反表。即，與上述代碼用表T1a、T1b、T2a、T2b、T3a、T3b、T4a、T4b分別對應地設置下次狀態值決定用表T1a-s、T1b-s、T2a-s、T2b-s、T3a-s、T3b-s、T4a-s、T4b-s。這些表T1a-s～T4b-s接收由8位的輸入信號值、當前的狀態值和表示使用正表Ta和反表Tb中的哪一個的值這3個參量所決定的地址，返回與其對應的下次的狀態值。
地址發生電路14獲得8位的輸入信號和從狀態值存儲用存儲器13供給的當前的狀態值，發生用于從16位代碼用表ROM23獲得使用正表Ta(以后，稱為第1表)時的16位的代碼的地址，并供給讀出電路15。
讀出電路15接收地址發生電路14的地址信號，使用該地址信號從16位代碼用表ROM23得到16位的代碼。該代碼供給累積DSV計算電路16。
累積DSV計算電路16根據從讀出電路15接收的16位的代碼和從累積DSV存儲用存儲器25接收的當前的累積DSV的值計算使用該代碼時累積DSV變成了多少，并供給比較電路20。
地址發生電路17獲得8位的輸入信號和從狀態值存儲用存儲器13供給的當前的狀態值，發生用于從16位代碼用表ROM23獲得使用反表Tb(以后，稱為第2表)時的16位的代碼的地址，并供給讀出電路18。
讀出電路18接收地址發生電路17的地址信號，使用該地址信號從16位代碼用表ROM23得到16位的代碼。該代碼供給累積DSV計算電路19。
累積DSV計算電路19根據從讀出電路18接收的16位的代碼和從累積DSV存儲用存儲器25接收的當前的累積DSV的值計算使用該代碼時累積DSV變成了多少，并供給比較電路20。
比較電路20從累積DSV計算電路16、19分別獲得使用第1表進行變換時的累積DSV的值和使用第2表進行變換時的累積DSV的值，并對它們的絕對值進行比較。判斷供給絕對值較小的累積DSV的表是哪個表，并將應使用的該表的信號供給選擇器12。
當選擇器12從比較電路10接收到輸入進行DSV控制的模式的指令時，將從比較電路20輸出的表示使用第1表和第2表中的哪個表的信號供給地址發生電路21。當從比較電路10接收到不進行DSV控制的指令時，選擇器12就將指示一定使用第1表的信號供給地址發生電路21。
地址發生電路21使用8位的輸入信號值、從狀態值存儲用存儲器13接收的當前的狀態值和從選擇器12接收的表示使用第1表和第2表中的哪個表的信號，發生用于從16位代碼用表ROM23獲得16位的代碼的地址和用于從下次狀態值決定用表ROM27獲得下次的狀態值的地址，并供給讀出電路22、26。
讀出電路22接收地址發生電路21的地址信號，使用該地址信號從16位代碼用表ROM23獲得16位的代碼。該代碼成為16位的代碼輸出，并從該信號調制裝置輸出。另外，讀出電路22將該16位的代碼供給累積DSV計算電路24。
累積DSV計算電路24根據從讀出電路22接收的16位的代碼、從累積DSV存儲用存儲器25接收的累積DSV計算使用該16位的代碼后累積DSV變化為多少，并用該計算值更新累積DSV存儲用存儲器25的內容。
讀出電路26接收地址發生電路21的地址信號，使用該地址信號從下次狀態值決定用表ROM27獲得下次的狀態值。另外，讀出電路26將該下次的狀態值向狀態值存儲用存儲器13輸出，更新狀態值存儲用存儲器13的內容。
圖12的曲線A是使用上述本發明的實施例的信號調制方法及裝置對輸入的8位的采樣信號(數據)進行調制、利用富里葉變換求出的生成的記錄波形的低頻成分的曲線。
圖12的曲線B是使用先有的EFM的調制方法對相同的采樣信號進行調制、利用富里葉變換求出的生成的記錄波形的低頻成分的曲線。圖12的曲線C是在先有的EFM的調制方法中使用取邊界位為2位的方法對相同的采樣信號進行調制、利用富里葉變換求出的生成的記錄波形的低頻成分的曲線。
由圖12的各曲線A、B、C可知，按照本發明的實施例，調制效率和在先有的EFM的調制方法中取邊界位為2位的方法相同(即，先有的EFM的調制方法的(17/16)倍)，同時可以將低頻成分的電平降低到和使用先有的EFM的調制方法時幾乎相同的電平。
下面，說明接收到利用本發明的調制方法調制的代碼后解調(反變換)為原來的8位的信號(數據)的方法。
在先有的EFM的調制方法中，14位的信息位與8位的輸入信號完全是一一對應的，所以，從14位的信息位向8位的信號的反變換，可以沒有特別問題地進行。
在本發明的實施例中，對于不同的8位的輸入信號，有時分配相同的16位的代碼，所以，信號解調裝置不能僅靠接收16位的代碼進行反變換。因此，本發明的實施例的信號解調裝置在接收16位的代碼的階段不能唯一地進行反變換時，就接收另一個1個符號的16位的代碼，與該代碼一起進行反變換。本實施例的信號解調方法的算法示于圖13。
下面，說明圖13所示的解調算法的要點。
如前所述，對于輸入的8位的信號的完全不同的2種值可以共同分配的16位的代碼，狀態值限于下次變化為「2」或「3」的類型。另外，這樣的16位的代碼下次變化的狀態值一定是一方為「2」，另一方為「3」。狀態值為「2」時使用的反變換表由以MSB為第1位時的第1位和第13位(即，從LSB開始數起的第4位)都為“0”的代碼構成，狀態值為「3」時使用的反變換表由從MSB開始數起的第1位和第13位(從LSB開始數起的第4位)中的某一個或兩者都為“1”的代碼構成。
根據這些條件，按照要進行反變換的16位的代碼，如果狀態值變化為「2」，則下次到來的16位的代碼就是第1位和第13位都為“ 0”的代碼，按照要進行反變換的16位的代碼，如果狀態值變化為「3」，則下次到來的16位的代碼就是第1位和第13位中的某一個或兩者都為“1”的代碼。因此，信號解調裝置在接收16位的代碼的階段不能唯一地進行反變換時，就接收另一個1符號的16位的代碼(參見圖13的S25)，檢查該代碼的第1位和第13位(S26)。在S27判斷兩者是否都為“0”，由于知道當兩者都為“0”時，要進行反變換的16位的代碼就是下次狀態值變化為「2」的代碼，當其中某一個或兩者都為“1”時，要進行反變換的16位的代碼就是狀態值下次變化為「3」的代碼，所以，可以唯一地進行反變換(S28、29)。
下面，參照上述圖4的變換表舉例說明該操作。
在上述圖4的變換表的狀態值為1的單元表T1的正表T1a的情況下，與8位的輸入信號為5和6對應的16位的代碼都是“0010000000100100”。因此，信號解調裝置即使接收到“0010000000100100”的代碼也不能進行反變換。因此，這時，信號解調裝置讀入另一個1符號的代碼。并且，讀入的16位的代碼例如假定為“0010000000001001”，由于該代碼的第13位為“ 1”，所以，就是狀態值為「3」時變換的代碼。即使是相同的“ 0010000000100100”代碼，由于輸入信號值為5時狀態值下次變化為「2」，輸入信號值為6時狀態值下次變化為「3」，所以，信號解調裝置可以判斷輸入信號的值是使狀態值下次變化為「3」的值即6，從而可以進行無錯誤的譯碼。
在圖13的流程圖中，在S21輸入16位的代碼，在S22如果參照反變換表判定在S23可以唯一地進行譯碼，就進入S24，當然，就可以輸出進行過譯碼的8位的信號。
圖14是作為本發明的實施例的信號解調裝置的結構例的框圖。
在圖14中，16位的輸入代碼輸入1符號延遲電路31和“與”電路34。
1符號延遲電路31使輸入的16位的代碼延遲1個符號。延遲了1個符號的16位的代碼供給與上述圖4的變換表對應的反變換表即寫入了譯碼用的第1表ITa的譯碼用第1表ROM32和寫入了譯碼用的第2表ITb的譯碼用第2表ROM33。
寫入了譯碼用的第1表ITa的譯碼用第1表ROM32接收16位的代碼，進行反變換，輸出8位的信號。對于即使接收到16位的代碼而僅靠該代碼還不能唯一地進行反變換的16位的代碼，在信號調制裝置一側，輸出該代碼后還輸出狀態值變化為「2」的8位的信號值。輸出的8位的信號值供給判斷電路35。
寫入了譯碼用的第2表ITb的譯碼用第2表ROM33和譯碼用第1表ROM32一樣，接收16位的代碼，進行反變換，輸出8位的信號，但是，不是在所有的情況下都可以進行反變換。譯碼用第2表ROM33對于能根據16位的代碼唯一地進行反變換的情況，什么也不輸出或者輸出特別的數據。對于即使接收到16位的代碼而僅靠該代碼還不能唯一地進行反變換的16位的符號，在信號調制裝置一側，輸出該代碼后還輸出狀態值變化為「3」的8位的信號值。輸出的8位的信號值供給判斷電路35。
“與”電路34通過求輸入的16位的代碼與比較值發生電路36的16進制數為“8008”的16位的代碼“1000 0000 0000 1000”的邏輯積(“與”)，檢查輸入16位代碼的第1位和第13位，當得到的16位的“與”輸出的數值的全部位為“0”時就輸出“ 0”，否則就輸出“1”。“8008”在以MSB為第1位時只有第1位和第13位為“1”，除此之外，都是為“0”的代碼，所以，“與”電路34的輸出在輸入的16位的代碼第1位和第13位都為“ 0”時是“0”，當第1位和第13位中的某一個或兩者都為“1”時是“1”。
判斷電路35接收從譯碼用第1表ROM32和譯碼用第2表ROM33供給的8位的信號值和從“與”電路34供給的信號。首先，當未從譯碼用第2表ROM33傳送來8位的信號值時或傳送來特別的數據時，由于輸入的16位的代碼就是唯一地向8位的信號值譯碼的代碼，所以，判斷電路35就將從譯碼用第1表ROM32傳送來的8位的信號值直接作為輸出信號輸出。其次，當從譯碼用第2表ROM33傳送來8位的信號值時，輸入的16位的代碼就是不能唯一地向8位的信號值譯碼的代碼。由于從譯碼用第1表ROM32和從譯碼用第2表ROM33傳送來的數據都通過1符號延遲電路31，所以，輸入“與”電路34的16位的代碼就是1符號之前讀的代碼。因此，當輸入“與，，電路34的16位的代碼是狀態值「2」時變換的代碼時，即“與”電路34的輸出信號為“0”時，判斷電路35就將從譯碼用第1表ROM32接收的8位的信號作為輸出信號而輸出。當輸入“與”電路34的16位的代碼是狀態值「3」時變換的代碼時，即“與”電路34的輸出信號為“1”時，判斷電路35就將從譯碼用第2表ROM33接收的8位的信號作為輸出信號而輸出。
以上說明的本發明的實施例，特別是應用于對高密度光盤記錄數字聲音信號、數字圖像信號、數據等信號時的調制及解調是最理想的。作為該高密度光盤的信號格式的簡要情況，例如，可以采用如下格式。即，調制方法 8-16變換的一種信道位速率 24.4314Mbps錯誤修正方法 CIRC數據傳輸速率 12.216Mbps另外，本發明不限于上述那樣的實施例，例如，輸入信號(數據)的N位及變換輸出信號(代碼)的M位不限定N＝8、M＝16的各值，可以設定為任意的數值。
產業上利用的可能性如上所述，在本發明中，采用使變換表的雙重化的部分與對應的代碼組的數字總和變化的變化量正負相互相反并且絕對值相近的結構，另外，采用按數字總和變化的變化量的絕對值大小的順序排列代碼的結構，所以，可以適當地抑制調制信號的低頻成分。
另外，在本發明中，使用分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成變換表，通過利用這之前的代碼切換在下次的變換中使用的代碼組，可以不使用邊界位而將各N位的代碼結合。
另外，在本發明中，使變換表由對累積DSV提供正負相反作用的2種子表構成，通過適當地切換這2種子表進行調制，由此，可以充分抑制調制信號的低頻成分。
這里，若與以往在CD中采用的8-14變換、即EFM進行比較，由于可以不使用邊界位而將8位的輸入數據變換為16位的代碼，所以，與將8位變換為14位的信息位并與3位的邊界位組合共計變換為17位的先有的方法進行比較，既可以實現抑制低頻成分，又可以將數據記錄密度提高(17/16)倍，變換效率提高約6％。
另外，為了提高記錄密度，提出了將8位的代碼變換為14位的信息位、取邊界位為2位共計變換為16位的方法，但是，與該方法相比，在本發明中，由于作成對累積DSV提供正負相反作用的2種子表，可以適當地切換這2種子表進行調制，所以，可以充分抑制調制信號的低頻成分。
另外，在本發明中，對調制信號進行解調時通過預先讀取多余1個符號的代碼與該信息一致地進行譯碼，便可對用該方法調制的信號進行譯碼。
權利要求
1.一種將M位單位的數據串變換為N位單位的代碼串(這里，M，N為整數，M＜N)、并將N位的代碼與下一個N位的代碼結合的信號調制方法，其特征在于，具有接收輸入信號值即上述M位單位的數據串的第1步驟、根據變換表將上述M位的數據變換為N位的代碼的第2步驟、和將上述N位單位的代碼串作為調制結果輸出的第3步驟，上述變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成，上述多個代碼組對于相同的輸入數據包含不同的代碼，上述第2子表是通過對于從第1子表的第1輸入數據到第2輸入數據的數據分配不同的代碼而得到的，是將第1子表的一部分雙重化的表，上述第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量，在上述第1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸入數據分配代碼。
2.按權利要求1所述的信號調制方法，其特征在于，上述變換表包含狀態值，該狀態值表示在為了獲得當前的代碼而使用的上述代碼組之后使用哪個代碼組來得到下一個代碼。
3.按權利要求2所述的信號調制方法，其特征在于，上述第2步驟包括判斷上述輸入數據是否為包含在上述第1輸入數據與上述第2輸入數據之間的數據的步驟；當判定上述數據是包含在上述第1輸入數據與上述第2輸入數據之間時，將根據由上述第1子表得到的代碼算出的累積數字總和變化與根據由上述第2子表得到的代碼算出的累積數字總和變化進行比較的步驟；和選擇從上述累積數字總和變化小的子表中得到的代碼的步驟。
4.按權利要求3所述的信號調制方法，其特征在于，上述第2步驟進而還包括當判定上述輸入數據不是包含在上述第1輸入數據與上述第2輸入數據之間時參照上述第1子表得到代碼的步驟。
5.按權利要求4所述的信號調制方法，其特征在于，上述第2步驟進而還包括更新累積數字總和變化的步驟。
6.按權利要求5所述的信號調制方法，其特征在于，上述第2步驟進而還包括保持上述狀態值的步驟。
7.按權利要求3所述的信號調制方法，其特征在于，上述多個代碼組是為了使上述代碼串滿足最短波長為3T和最長波長為11T的調制規則(其中，T是1信道時鐘的周期)而設置的表，上述狀態值表示選擇哪個代碼組上述代碼串就滿足上述調制規則。
8.按權利要求7所述的信號調制方法，其特征在于，上述第1和第2子表分別由從第1～第4的4個代碼組構成，在各子表中，上述狀態值取1～4的值。
9.按權利要求8所述的信號調制方法，其特征在于，上述第1代碼組由至少以2個“0”開始的代碼構成。
10.按權利要求8所述的信號調制方法，其特征在于，第2代碼組由最多以5個“0”開始的代碼構成，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位都是“0”。
11.按權利要求10所述的信號調制方法，其特征在于，第3代碼組由最多以5個“0”開始的代碼構成，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位中的某一個或兩者都為“1”。
12.按權利要求8所述的信號調制方法，其特征在于，第4代碼組由以“1”或“01”開始的代碼構成。
13.按權利要求9所述的信號調制方法，其特征在于，當當前的代碼以“1”或“10”結束時，上述狀態值取1，下一個代碼從上述第1代碼組中選擇。
14.按權利要求11所述的信號調制方法，其特征在于，當當前的代碼以大于2個而小于5個的“0”結束時，上述狀態值就取2或3，下一個代碼從上述第2或第3代碼組中選擇。
15.按權利要求12所述的信號調制方法，其特征在于，當當前的代碼以大于6個小于9個的“0”結束時，上述狀態值就取4，下一個代碼從上述第4代碼組中選擇。
16.按權利要求13所述的信號調制方法，其特征在于，接在同步模式之后的代碼從上述第1代碼組中選擇。
17.按權利要求7所述的信號調制方法，其特征在于，上述多個代碼組分別具有對不同的輸入數據分配同一代碼的位置，上述分配的同一代碼的狀態值不同。
18.按權利要求7所述的信號調制方法，其特征在于，在上述多個代碼組之間，具有對同一輸入數據分配同一代碼的位置，上述分配的同一代碼的狀態值相同。
19.一種將M位單位的數據串變換為N位單位的代碼串(這里，M，N為整數，M＜N)、并將N位的代碼與下一個N位的代碼結合的信號調制裝置，其特征在于，具有接收輸入信號值即M位單位的數據串的接收裝置、根據變換表將M位的數據變換為N位的代碼的變換裝置、和將N位單位的代碼串作為調制結果輸出的輸出裝置，上述變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成，上述多個代碼組包含對于相同的輸入數據具有不同的代碼，上述第2子表是通過對于從上述第1子表的第1輸入數據到第2輸入數據的數據分配不同的代碼而得到的，是將上述第1子表的一部分雙重化的表，第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量，在上述第1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸入數據分配代碼。
20.按權利要求19所述的信號調制裝置，其特征在于，上述變換表包括狀態值，該狀態值表示在為了得到當前的代碼而使用的代碼組之后使用哪個代碼組來得到下一個代碼。
21.按權利要求20所述的信號調制裝置，其特征在于，上述變換裝置包括判斷上述輸入數據是否為包含在上述第1輸入數據與上述第2輸入數據之間的數據的判斷裝置；當判定上述數據是包含在上述第1輸入數據與上述第2輸入數據之間時、將根據由上述第1子表得到的代碼算出的累積數字總和變化與根據由上述第2子表得到的代碼算出的累積數字總和變化進行比較的比較裝置；和選擇從上述累積數字總和變化小的子表中得到的代碼的選擇裝置。
22.按權利要求21所述的信號調制裝置，其特征在于，上述變換裝置進而還具有當判定上述輸入數據不是包含在上述第1輸入數據與上述第2輸入數據之間時參照上述第1子表得到代碼的裝置。
23.按權利要求22所述的信號調制裝置，其特征在于，上述變換裝置進而還具有更新累積數字總和變化的裝置。
24.按權利要求23所述的信號調制裝置，其特征在于，上述變換裝置進而還具有更新并保持上述狀態值的裝置。
25.按權利要求21所述的信號調制裝置，其特征在于，上述多個代碼組是為了使上述代碼串滿足最短波長為3T和最長波長為11T的調制規則(其中，T是1信道時鐘的周期)而設置的表，上述狀態值表示選擇哪個代碼組上述代碼串就滿足上述調制規則。
26.按權利要求25所述的信號調制裝置，其特征在于，上述第1和第2子表分別由從第1～第4的4個代碼組構成，在各子表中，上述狀態值取1～4的值。
27.按權利要求26所述的信號調制裝置，其特征在于，上述第1代碼組由至少以2個“0”開始的代碼構成。
28.按權利要求26所述的信號調制裝置，其特征在于，第2代碼組由最多以5個“0”開始的代碼構成，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位都是“0”。
29.按權利要求28所述的信號調制裝置，其特征在于，第3符號組由最多以5個“0”開始的代碼構成，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位中的某一個或兩者都為“1”。
30.按權利要求26所述的信號調制裝置，其特征在于，第4符號組由以“1”或“01”開始的代碼構成。
31.按權利要求27所述的信號調制裝置，其特征在于，當當前的代碼以“ 1，，或“10”結束時，上述狀態值取1，下一個代碼從上述第1代碼組中選擇。
32.按權利要求29所述的信號調制裝置，其特征在于，當當前的代碼以大于2個而小于5個的“0”結束時，上述狀態值就取2或3，下一個代碼從上述第2或第3代碼組中選擇。
33.按權利要求30所述的信號調制裝置，其特征在于，當當前的代碼以大于6個小于9個的“0”結束時，上述狀態值就取4，下一個代碼從上述第4代碼組中選擇。
34.按權利要求31所述的信號調制裝置，其特征在于，接在同步模式之后的代碼從上述第1代碼組中選擇。
35.按權利要求25所述的信號調制裝置，其特征在于，上述多個代碼組分別具有對不同的輸入數據分配同一代碼的位置，上述分配的同一代碼的狀態值不同。
36.按權利要求25所述的信號調制裝置，其特征在于，在上述多個代碼組之間，具有對同一輸入數據分配同一代碼的位置，上述分配的同一代碼的狀態值相同。
37.一種將N位單位的代碼串進行反變換、生成M位單位的數據串(這里，M，N為整數，M＜N)的信號解調方法，其特征在于具有接收N位單位的輸入代碼串的第1步驟、根據反變換表將N位的輸入代碼反變換為M位的數據的第2步驟、和將M位單位的數據串作為解調結果而輸出的第3步驟，上述反變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成，上述多個代碼表對于相互不同的輸入代碼具有相同的輸出數據，上述第2子表是通過對從上述第1子表的第1輸出數據到第2輸出數據的數據分配不同的輸入代碼而得到的，是將上述第1子表的一部分雙重化的表，上述第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量，在上述笫1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸出數據分配代碼。
38.按權利要求37所述的信號解調方法，其特征在于，上述第1和第2子表包括對同一輸入代碼分配不同的數據的位置。
39.按權利要求38所述的信號解調方法，其特征在于，分配上述不同的數據的同一輸入代碼屬于同一代碼組。
40.按權利要求38所述的信號解調方法，其特征在于，上述第2步驟包括參照上述反變換表判斷上述輸入代碼是否可以唯一地進行譯碼的步驟；當判定不能唯一地進行譯碼時就讀取當前譯碼中的輸入代碼的下一個輸入代碼并檢查該下一個代碼的狀態的步驟；和根據上述下一個輸入代碼的狀態判斷對上述當前譯碼中的輸入代碼的輸出數據的步驟。
41.按權利要求40所述的信號解調方法，其特征在于，上述輸入代碼串滿足最短波長為3T和最長波長為11T的調制規則(其中，T是1信道時鐘的周期)。
42.按權利要求40所述的信號解調方法，其特征在于，上述第1和第2子表分別由從第1到第4的4個代碼組構成，各代碼組分別由滿足指定的規則的代碼構成。
43.按權利要求42所述的信號解調方法，其特征在于，上述第1代碼組包含的代碼至少以2個“0”開始。
44.按權利要求42所述的信號解調方法，其特征在于，上述第2代碼組包含的代碼最多以5個“0”開始，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位都是“0”。
45.按權利要求44所述的信號解調方法，其特征在于，上述第3代碼組包含的代碼最多以5個“0”開始，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位中的某一個或兩者都為“1”。
46.按權利要求42所述的信號解調方法，其特征在于，上述第4代碼組包含的代碼以“1”或“01”開始。
47.一種將N位單位的代碼串進行反變換、生成M位單位的數據串(這里，M，N為整數，M＜N)的信號解調裝置，其特征在于具有接收N位單位的輸入代碼串的接收裝置、根據反變換表將N位的輸入代碼反變換為M位的數據的反變換裝置、和將M位單位的數據串作為解調結果而輸出的輸出裝置，上述反變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成，上述多個代碼表對于相互不同的輸入代碼具有相同的輸出數據，上述第2子表是通過對從上述第1子表的第1輸出數據到第2輸出數據的數據分配不同的輸入代碼而得到的，是將上述第1子表的一部分雙重化的表，上述第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量，在上述第1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸出數據分配代碼。
48.按權利要求47所述的信號解調裝置，其特征在于，上述第1和第2子表包括對同一輸入代碼分配不同的數據的位置。
49.按權利要求48所述的信號解調裝置，其特征在于，分配上述不同的數據的同一輸入代碼屬于同一代碼組。
50.按權利要求48所述的信號解調裝置，其特征在于，上述反變換裝置包括參照上述反變換表判斷上述輸入代碼是否可以唯一地進行譯碼的裝置；當判定不能唯一地進行譯碼時就讀取當前譯碼中的輸入代碼的下一個輸入代碼并檢查該下一個代碼的狀態的裝置；和根據上述下一個輸入代碼的狀態判斷對上述當前譯碼中的輸入代碼的輸出數據的裝置。
51.按權利要求50所述的信號解調裝置，其特征在于，上述輸入代碼串滿足最短波長為3T和最長波長為11T的調制規則(其中，T是1信道時鐘的周期)。
52.按權利要求50所述的信號解調裝置，其特征在于，上述第1和第2子表分別由從第1到第4的4個代碼組構成，各代碼組分別由滿足指定的規則的代碼構成。
53.按權利要求52所述的信號解調裝置，其特征在于，上述第1代碼組包含的代碼至少以2個“0”開始。
54.按權利要求52所述的信號解調裝置，其特征在于，上述第2代碼組包含的代碼最多以5個“0”開始，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位都是“0”。
55.按權利要求54所述的信號解調裝置，其特征在于，上述第3代碼組包含的代碼最多以5個“0”開始，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位中的某一個或兩者都為“1”。
56.按權利要求52所述的信號解調裝置，其特征在于，上述第4代碼組包含的代碼以“1”或“01”開始。
57.一種參照指定的變換表將M位單位的數據串變換為N位單位的代碼串(這里，M，N為整數，M＜N)、并將N位的代碼與下一個N位的代碼結合的信號調制方法，其特征在于，上述變換表通過下述第1步驟、第2步驟、第3步驟、第4步驟、第5步驟和第6步驟而作成，第1步驟從作為N位單位的代碼而得到的全部模式中選擇滿足指定的調制規則的代碼；第2步驟將選擇的代碼根據不同的多個代碼條件分類為多個代碼組；第3步驟對多個代碼組的各代碼組計算各代碼的數字總和變化的變化量；第4步驟對多個代碼組的各代碼組按照各代碼的數字總和變化的變化量的大小順序排列代碼；第5步驟對各代碼組將排列的代碼按照數字總和變化的變化量的大小順序分配M位的數據，生成第1子表；第6步驟在滿足指定的調制規則的代碼中把包含在第1子表內的代碼以外的代碼按照數字總和變化的變化量的絕對值的大小順序對全部數據中從第1數據到第2數據進行分配，生成具有與第1子表雙重化部分的第2子表。
58.按權利要求57所述的信號調制方法，其特征在于，上述調制規則是最短波長為3T和最長波長為11T的調制規則，其中，T是1信道時鐘的周期。
59.按權利要求57所述的信號調制方法，其特征在于，在上述變換表中，對上述第1子表的上述雙重化部分以外的數據，分配上述數字總和變化的變化量的絕對值小的代碼。
60.按權利要求57所述的信號調制方法，其特征在于，上述第1和第2子表分別由從第1～第4的4個代碼組構成.
61.按權利要求60所述的信號調制方法，其特征在于，上述第1代碼組包含的代碼至少以2個“0”開始。
62.按權利要求60所述的信號調制方法，其特征在于，上述第2代碼組包含的代碼最多以5個“0”開始，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位都是“0”。
63.按權利要求60所述的信號調制方法，其特征在于，上述第3代碼組包含的代碼最多以5個“0”開始，從代碼的MSB開始數第1位和從代碼的LSB開始數第4位中的某一個或兩者都為“1”。
64.按權利要求60所述的信號調制方法，其特征在于，上述第4代碼組包含的代碼以“1”或“01”開始。
全文摘要
在本發明中，一個部分雙重化的變換表被用于將M位單位的數據串直接變換為N位單位的代碼串的變換表。該變換表由分別包含多個代碼組的第1和第2子表構成。該多個代碼組包括用于相同輸入的不同代碼。上述第2子表是通過對于從第1子表的第1輸入數據到第2輸入數據的數據分配不同的代碼而得到的，是將第1子表的一部分雙重化的表，上述第1和第2子表構成為雙重化的部分的代碼的組取相互正負相反的數字總和變化的變化量。在上述第1和第2子表的雙重化的部分的所有代碼組中，從數字總和變化的變化量的絕對值大的代碼開始順序對輸入數據分配代碼。因此，根據本發明，已調制信號的低頻分量可以被適當地限制。
文檔編號H03M7/20GK1134195SQ9519077
公開日1996年10月23日 申請日期1995年7月7日 優先權日1994年7月8日
發明者岡崎透, 吉村俊司 申請人:索尼公司