降低電子設備中來自振蕩器的干擾的制作方法

專利名稱：降低電子設備中來自振蕩器的干擾的制作方法
技術領域：
本發明涉及電子設備中的振蕩器和時鐘，更具體地說涉及到用以降低來自振蕩器和時鐘的干擾電磁發射的方法和裝置。
現代電子設備大量依賴時鐘和振蕩器的使用。這類設備的例子有個人計算機、家用電子設備和用具(如今典型地包括微處理器和數字電路)、電話交換機，無線電設備(包括蜂窩電話)，以及一切帶有利用開關的電源的設備，所提到的只是一部分。
振蕩器和時鐘的一個特性是產生了干擾電磁能量發射，它不僅給附近的設備帶來問題，還對與振蕩器和時鐘處于同一裝置的周圍電路帶來問題。例如，通過發射頻率是諸如待接收信道這類接收機易于受到干擾或者頻率處于超外差式接收機的中頻的干擾信號，在無線電接收機內部，周圍電路的振蕩器會在無線電接收機內部產生干擾。(本說明所用到“干擾”一詞可指輻射干擾或者傳導干擾。)在許多無線電設計中，所有的內部使用的振蕩器頻率都由一個單一的高精度參考振蕩器而得到，這會產生振蕩器的基波、諧波和次諧波頻率上的干擾。解諧振蕩器以避免干擾是不實際或者不可能的，因為振蕩器的頻率誤差太大而不能達此目的。在蜂窩無線電和相關的基地臺以及大量其他無線電設計時經常如此。
1993年11月16日授予Cahill的美國專利申請NO.5,263,055中公開了一種已知的降低無線電發射機中時鐘信號產生的諧波干擾的問題的解決方案。這項發明展示了頻率擴展信號發生器和信號調制器的應用。頻率擴展信號由偽隨機噪聲發生器產生，具有白噪聲特性。信號調制器用頻率擴展信號調制時鐘信號以產生一個包括調制諧波頻率成份的調制時鐘信號。這就導致相應于干擾濾波信號的諧波頻率成分調制諧波頻率成分的輸出功率電平，在大于預定頻帶的頻帶中擴展，因此使得預定頻帶內的調制諧波頻率成份的輸出功率電平降低。
1986年5月14日公布的日本專利文獻NO.61-95651公開了一種極類似于Cahill專利的系統。在無線電接收機內，一個用來作為接收機時序信號的中心頻率為f0的參考信號受到調制源輸出的噪聲信號的角度調制。當待接收信號的中心頻率比參考信號頻率f0足夠大時，造成中斷s的n次諧波的頻譜展開很寬，并且顯著地減少了干擾。
Cahill和日本專利文獻所公開的上述技術所帶來的一個問題是使用噪聲信號來展開參考信號的諧波并未提供徹底消除接收機帶寬內所有邊帶的能力。(在這里，接收機帶寬是指在指定信道頻率附近的頻帶，其中當接收機調諧到此信道時，該頻帶內的干擾信號會損害接收。)充其量，這些邊帶多少能有所減少，減少的數量等于接收機帶寬與擴展帶寬的比值。
這些系統的另一個缺點在于，噪聲發生器本身復雜難以實現，使得電路的設計和制造更昂貴。
在包括帶有確定的固定頻率的振蕩器和時鐘的其它類型的電子設備中，會產生類似的干擾發射問題。在這類設備中，經常有這樣的情況，大量其他信號從時鐘或振蕩器信號以這樣的方式而得到，即干擾發射以線譜的形式產生，覆蓋一個大的帶寬。發射的頻譜中的主要成分經常是時鐘頻率的倍數或者時鐘頻率次諧波的倍數。各成分的精確位置和幅度會隨設備的狀態而改變，但主線(dominant lines)仍然存在。
由于潛在的多種基于時鐘和基于振蕩器的系統間并存的問題，這類設備應該滿足有關電磁匹配(EMC)的國家標準和國際標準。這些標準定義了任一電磁設備允許輻射的電磁輻射的最大值。根據技術標準，干擾發射經常使用帶寬為120KHZ的準峰值檢測器來測量。發射的頻譜中的線(line)給出了來自檢測器與其幅度相對應的輸出。如果多條線在檢測器的帶寬之內，那么輸出近似為它們的幅度之和。
在電子電路中，干擾發射通常通過仔細地設計電路板、解耦和屏蔽，使用平衡線路、低電平以及其他公知的設計原理被限制在最高限之下。然而，這些技術通常不足以把干擾發射降到一個可以接受的水平。
因此，需要提供一個能夠把有害時鐘和振蕩器電磁能發射降低到一定程度以避免干擾其他附近電路和儀器的方法和裝置。
另外，需要提供一個把干擾時鐘和振蕩器的電磁能發射降低到一定程度以滿足與此發射有關的各種國家標準和國際標準的方法和裝置。
發明概述本發明的一個方面在一臺包括參考振蕩器和干擾部分的電子裝置中得到應用，干擾部分產生一個在接收機帶寬內具有頻譜成分的干擾信號，參考振蕩器給由其獲取干擾信號的干擾部分提供參考振蕩信號。按照本發明，在接收機帶寬內的干擾信號的幅值通過把參考振蕩信號和一個正弦調制信號進行角度調制而降低了，從而，干擾部分產生一個具有調制邊帶在接收機帶寬之外的角度調制干擾信號和在接收機帶寬之內降低的載波成分。
在本發明的一個優選實施例中，正弦調制干擾信號具有調制系數β，β接近于方程J0(β)＝0的解，式中J0是第一類貝賽爾函數。β的一個期望值可以是足以將調制的干擾信號的載波電壓降低到以產生接收機干擾能夠被接受的水平的一個值。選擇調制信號頻率以便使調制邊帶落在接收機帶寬之外。接收機帶寬之外的調制頻率可用于落在帶寬內任意處的干擾載波。如果載波恰好落在帶寬中心的話，帶寬的一半就足夠了。
通過用正弦調制信號對參考振蕩器進行直接頻率調制來產生調制參考信號，然后把調制參考信號加到干擾部分以產生頻譜成分在接收機之外的角度調制干擾信號，就可以實現角度調制。可選地，角度調制可以通過在先于把參考振蕩信號施加到干擾部分之前用正弦調制信號對其進行角度調制來完成，于是干擾部分產生調制邊帶在接收機帶寬之外的角度調制干擾信號。使用后一方法時，未調制的參考振蕩信號可以加到電子裝置的非干擾部分。當需要給非干擾部分提供未調制的信號時，這一點是有用的。
本發明的另一方面在一臺包括振蕩器的電子裝置中得到應用，振蕩器產生在測量帶寬內具有干擾頻譜成分的干擾信號。根據本發明，可以選擇降低干擾，即通過使用確定的非噪聲調制信號，例如鋸齒波調制信號，來對干擾信號從其獲得的時鐘信號進行角度調制，這樣就使得干擾信號變成在測量帶寬內具有減少的頻譜成分的角度調制信號，減少的頻譜成分比干擾頻譜成分要小。
對產生出干擾信號的時鐘信號進行角度調制的步驟可以包括對參考時鐘實施直接頻率調制來產生參考時鐘信號，然后將其作為時鐘信號的替代加到電子裝置內的發射產生電路上，發射產生電路負責產生干擾信號。可選地，對產生出干擾信號的時鐘信號進行角度調制的步驟可以包括對時鐘信號角度調制，然后將角度調制的時鐘信號作為時鐘信號的替代施加到電子裝置內的發射產生電路上，發射產生電路負責產生干擾信號。
根據本發明的這一方面的一個實施例，角度調制干擾信號的調制帶寬超出測量帶寬之外。
而在本發明的另一方面中，其中時鐘電路本身產生了一個包括干擾信號和所需時鐘信號的組合信號，如前所述對組合信號進行角度調制，就可以減少干擾。
附圖簡述通過閱讀如下的具體描述連同附圖，就可以理解本發明的目的和優點，其中

圖1是包括根據本發明第一方面的第一實施例的電子設備的方框圖；圖2a-b是在用和不用根據本發明第一方面的技術時電路產生的發射電平的圖示比較；圖3是根據本發明第一方面的另一實施例的框圖；圖4是包括根據本發明第二方面的實施例的電子設備的框圖；圖5a-b是在用和不用根據本發明第二方面的技術時電路產生的發射電平的圖示比較；圖6是根據本發明第二方面的另一實施例的框圖；圖7是根據本發明的一個實施例的經過鋸齒波調制的時鐘信號的圖示；圖8a-d是表示應用各種創造性的技術時試驗的經驗結果的圖示；圖9是現有技術角度調制電路的圖解。
詳細描述現在就一些實施例來描述本發明的若干方面。首先給出能減少來自振蕩器的無線電接收機噪聲的若干實施例；其次，將說明本發明的若干實施例能夠把來自時鐘和振蕩器的干擾發射降到一定水平以滿足與這類發射有關的國家和國際標準。在所有實例中，使用角度調制振蕩器信號以達到減少干擾發射的目的。
現在參考圖1，示出了包括本發明第一個實施例的電子設備的框圖。例如，該電子設備可以是包括接收機101的無線電設備。在這個例子中，需要防止可能是控制邏輯電路的干擾部分103在接收機101的接收頻率上產生強干擾信號109。為了本例的目的，假定接收頻率是422.4MHZ，干擾部分103使用取自以12.8MHZ的頻率振蕩的參考振蕩器105的6.4MHZ的時鐘信號。結果，干擾部分103有可能產生由時鐘頻率的66次諧波構成的干擾信號。本領域一般技術人員會明白，盡管參考振蕩器105和干擾部分103是可以分離的部分，如所示的那樣，但它們可以相互替代或是同一部分。也就是說，參考振蕩器也有可能產生在接收機帶寬內造成干擾的干擾諧波。但是，僅僅是為了說明本發明的不同特征，下面的討論把參考振蕩器105和干擾部分103當成分離的實體來看待。盡管如此，這里討論的原理和技術對參考振蕩器本身產生有害干擾信號的情形同樣適用。
根據本發明，對參考振蕩器105實施角度調制，干擾信號急劇衰減。如圖1所描述的那樣，通過參考振蕩器105的直接頻率調制就實現了角度調制。在上述參考振蕩器105和干擾部分103是一個或是在同一部分的情況下，本技術同樣適用。頻率調制振蕩器技術在本領域是公知的，在此不作贅述。本技術領域一般技術人員會意識到，通過對參考振蕩器105的輸出實施相位調制，也可以實現同樣的角度調制。在這兩種情況下，選擇調制信號是確定性非噪聲信號(與具有白噪聲特性的隨機信號和偽隨機信號相對)，最好是正弦信號，它將產生一個具有調制系數的調制信號，該調制系數在接收頻率處所引起的載頻信號很小。選擇諸如正弦波這樣的確定性非噪聲調制信號而不是具有白噪聲特性的波形使得本發明在中心處于干擾諧波頻率附近的某一帶寬內得到較大的衰減。這是因為，可以利用正弦調制使所有的邊帶落在給定的帶寬之外。比較起來，使用白噪聲作為調制信號只允許與接收機帶寬和擴展帶寬的比率相等的衰減。這樣，當選擇了正確選擇的調制信號時，用非常小的調制，本發明就可以得到明顯的衰減。
應該選擇正弦調制信號以使調制信號的調制系統接近于方程J0(β)＝0的解，其中β是調制系數，而J0是第一類貝塞爾函數。例如，在一個優選實施例中，選擇調制系數β(比如，通過貝塞爾函數表)以使它滿足關系J0(β)≤R，其中R是調制信號的降低的載波電壓值與未調制信號的載波電壓值的期望比率。作為一個例子，如果R＝0.1(等效于減少20dB)，在干擾頻率處滿意的β值在2.2和2.4之間。本技術領域中一般技術人員會明白，R的可接受的值依賴于該特定接收機對干擾的靈敏度。并且，選擇調制頻率使調制邊帶在接收機頻帶之外產生。在圖1所示的例子中，通過施加一個在422.4MHZ處調制系數為2.4，調制頻率為60KHZ的調制信號，應用調制發生器107來調制參考振蕩器105的輸出時，干擾信號109將會減少，產生的調制邊帶在8KHZ的接收機帶寬之外。衰減起因于這一事實在某一調制系統時(例如在2.4左右)，解調的載波頻率處的調制信號的頻譜成分消失。在6.4MHZ時的調制系數只有 它如此之小以致于不能引起控制邏輯電路(即干擾部分103)異常工作。
應該明白，在上述例子中選擇60KHZ作為調制頻率是任意的。可以使用高于接收機帶寬的任何頻率。例如，在上例中，8KHZ的調制頻率也是可以接受的。
圖2a是說明在沒有對振蕩器調制時將產生的干擾信號109的圖示，圖2b是表示所發明的調制技術對干擾信號109影響的圖示。很顯然，在接收頻率處干擾信號的強度大大降低了。
如上描述的發明的另一實施例如圖3所示。這里，所關心的仍然是干擾產生部分103將在接收機101的頻率處產生干擾信號109。但是，該電子設備還包括非干擾部分301，希望為它直接從振蕩器105提供一個非調制信號。因而，直接對參考振蕩器105進行頻率調制是不切實際的。為適應這種情況，振蕩器105的輸出被送到接收來自調制發生器107的調制信號的相位調制器303。在圖9中示出了常規相位調制器電路的一個例子。對本領域的普通技術人員來說對信號進行相位調制的技術是公知的，在此不進一步解釋了。如上所述，調制信號相對圖1來確定。相位調制器303的輸出供給干擾部分103。在這種構造下，只需要為那些產生干擾信號的部分提供調制時鐘信號。其它不產生干擾或不能承受調制信號的部分可以接收如圖所示的未調制時鐘信號。
圖3所示的相位調制的應用也適用于振蕩器103本身負責產生干擾信號的情形。相位調制時鐘信號將廣泛分布于裝置的其他部分。在這種情況下，就有必要另外應用公知的設計原則來減少振蕩器103和相位調制器303之間所散發的干擾。
前面所說的實施例提到使用正弦波作為調制信號。但是，也可以根據這里提供的思想，而采用不同的確定性非噪聲波形，比如方波，來設計電路。例如，如P.F.Panther的《調制噪聲和譜分析》(這里引作參考文獻)257-260(McGraw Hill 1965)所闡明的，用方波進行頻率調制的載波傅里葉系列由下式給出 =2Acπβsinπβ2cosωct(carrier)]]>+2βAcπ(β2-12)·cosβπ2[cos(ωc-ωm)t-cos(ωc+ωm)t]]]>(first sideband pair)-2βAcπ(β2-22)·sinπβ2[cos(ωc-2ωm)t+cos(ωc+2ωm)t]]]>(second sideband pair)在上述等式中設β＝2，可以發現載波的幅值消失。一般而言，應該選擇調制系數β滿足關系式(2/πβ)sin(πβ/2)≤R，其中R是調制載波幅值與未調制載波幅值的預定比值。R的確切值依賴于要設計的特定電路的需要。使用一個足夠大ωm的調制使邊帶落在接收機帶寬之外。
因此，根據本發明前面所說的方面，有可能避免用其它方法難以避免的干擾。小巧而緊湊的設計可以較低的成本和較少的重量來完成，因為所必需的屏蔽和去耦減少了。與前述的干擾相關的問題可以在電子設備發展階段的后一階段解決，這就節省了時間。并且，不是一個頻率改善，而是在所有的頻率處，調制系數足夠接近于，舉例來說，2.4以提供所期望的干擾衰減。這一點很重要，因為來自數字電路的干擾經常是以較低時鐘頻率諧波的形式存在，從而在接收機調諧帶寬內造成在若干信道的干擾。
根據本發明的第二方面，對電子設備中的參考時鐘信號實施角度調制以把干擾電磁發射減少到一定水平使電子設備能夠滿足與這類發射有關的國家標準和國際標準。如上面所解釋的那樣，這類標準規定了可以容忍的來自電子設備的電磁發射的最大值。
現在討論圖4，圖中示出了解決這個問題的本發明的一個實施例。這里，電子設備400包括一個提供供發射產生電路407使用的時鐘信號的振蕩器401。根據本發明，通過相位調制器403對振蕩器401的輸出實施相位調制。可選地，以前面就圖1所說的方式通過對振蕩器401直接實施頻率調制也可以完成角度調制。任兩種情況之一下的調制波形是確定性非噪聲波形，最好是鋸齒波，在本實施例中它由調制波形發生器405來提供。使用諸如鋸齒波的確定性非噪聲波形而不是白噪聲信號提供了一些益處，包括產生調制波形大為簡化這一事實。例如，僅僅通過積分恒定的電壓并且周期性地對輸出復位就可以產生鋸齒波了。
這種設計的有效性是基于大調制系數的鋸齒頻率調制信號有一個在調制頻率掃描寬度內接近相等的幅值成分的頻譜。調制信號的各個頻譜成分的功率級大體相當于鋸齒波調制頻率與掃描寬度的比率。這是因為在掃描寬度內，頻譜成分在調制頻率距離上均勻分布。在掃描寬度內成分的數目就等于掃描寬度與調制頻率的比值。總信號功率基本上由各成分均勻分享，任一成分相應地有較小的功率。在上面引用的Panther所寫的書中的第260頁(這里引作參考文獻)，在圖7-11中畫出了這個頻譜。
如果這個調制頻譜是在具有帶寬為BHz的功率測量設備上測量的，并且選擇調制頻率大于B，那么在功率測量設備帶寬內的任何地方在任一時刻調制頻譜只有一個頻譜分量。這樣，測量設備只需表示功率的一個分量，就實現了所期望的簡化。
當測量設備是峰值功率表時，使用在功率測量設備帶寬內有恒定幅值成分的調制頻譜就有好處。儀表顯示絕對不會超過各個成分的峰值，由于幅值是恒定的，峰值也等于平均值。這就意味著，由于噪聲信號的峰值比平均值大許多，用像鋸齒波掃描這樣的平頻譜的確定性調制比在測量帶寬內具有相同頻譜平均功率的隨機噪聲頻率更適用于本目的。在頻率偏差相當的情況下，峰值功率表對噪聲調制顯示的峰值功率比對鋸齒波掃描調制的要大。
鑒于在測量帶寬內給出的峰值功率比其它選擇要小，最好是選擇頻率比測量帶寬稍高的鋸齒波。所以如此，是因為如果頻率做得再高，各分量也就變大。另一方面，如果頻率選得較低，若干分量將落在測量帶寬內，即便平均功率保持不變，它也將使峰值功率更大。最好，鋸齒波的頻率在一定頻率值范圍內選擇，頻率值范圍的低限基本上等于測量帶寬，高限基本上等于測量帶寬的1.5倍。
為了說明上述原則，假定功率測量裝置帶寬略小于100KHZ，且在此帶寬內想要使頻譜分量的減少達到10dB(即10倍)。根據上述發明原則，可以使用100KHZ的鋸齒波調制頻率。并且，為了得到所要的功率減少，總的信號功率應該由10個成分共享。為產生這10個成分，時鐘信號應該由具有掃描寬度為10×100KHZ＝1MHZ的鋸齒波進行角度調制。已被所說的鋸齒波調制的時鐘信號701的頻率改變示于圖7。
現在參考圖4的電路，應用上面的思想舉一個例子。例如，如果電子設備400是個人計算機，那么時鐘頻率可以是66MHZ。假定希望避開在900MHZ左右出現的干擾。對900MHZ成分掃頻1MHZ需要對66MHZ的時鐘信號掃過(66/900)×1MHZ＝73.3KHZ。
這種設計的有效性如圖5a和5b所示。圖5a畫出了通常由直接應用振蕩器401的輸出加到發射產生電路407的輸入所產生的干擾信號409的線頻譜的圖示。可以看到，在這種情況下，干擾信號409包括501、501′、501″三條線。第一條線501落在帶寬Bmeas內，在其中進行電磁發射測量。不使用本發明時，第一條線501的幅值超過了國家和/或國際標準所規定的最大允許幅值Amax。
與之對照，圖5b畫出了對振蕩器401的輸出進行鋸齒波掃頻波形調制的效果。這里，干擾信號409由分布于頻譜的12條線組成。然而，只有第3條線503落在要進行電磁發射測量的帶寬Bmeas內。重要的是這第三條線503小于國家和/或國際標準所規定的最大允許幅值Amax這一事實。因此，電子設備400能夠滿足這些要求。實際上，通過對振蕩器401的輸出實施角度調制，線頻譜的線擴散開來以致于落在任一帶寬、包括檢測器要進行發射測量的那個帶寬內的功率要小些。需要注意的是，這項技術并未避開測試方法，因為測試方法提供了對所產生的干擾的很好的測量。也就是說，測到的發射越少，在測試方法仿真的無線電接收機內由發射而產生的實際干擾也越小。
現在就圖6來討論本發明的另一個實施例。這里，電子設備600由數字邏輯電路組成，包括發射發生電路609。供發射發生電路609使用的時鐘信號取自振蕩器601的輸出，振蕩器601通常是具有正弦輸出的晶體振蕩器。按照本發明，振蕩器601的輸出提供給相位調制器603。調制信號取自鋸齒波發生器607，設計鋸齒波發生器對那些電子學領域的一般技術人員來說已經熟知，在此不多敘述。鋸齒波發生器607的輸出提供給積分濾波器605的輸入，積分濾波器605的輸出被送到相位調制器603。積分濾波器605的作用是保證相位調制器的輸出與用鋸齒波發生器607的輸出通過振蕩器601進行直接頻率調制所產生的輸出是相同的。
因此，本發明的這一方面保證了實現對干擾發射作相對較大的衰減。這使得減少用來去耦和屏蔽的費用成為可能。圖4和圖6所示的構造很適用于集成在時鐘電路和處理器中。
參照描述于圖8a-8d中的圖表，現在討論測試的經驗結果，測試中應用了各種發明技術。這些圖中的任意一個都是用惠普頻譜分析儀，Model No.8568B得到的。下面的例子沒有與前面討論的例子使用相同的帶寬、調制頻率和偏差。但是，頻率定標并不影響結果，所以下面描述的關系總的來說是有效的。
現在參照圖8a，干擾信號800表示來自未調制時鐘信號(未示出)的諧波。特別地，干擾信號800包括一個中心為450MHZ左右的大干擾頻譜成分801。干擾頻譜成分801的頂峰802在本例中是-20dBm。
如果需要顯著地衰減干擾頻譜成分801以便實際上消除中心為450MHZ左右的接收機帶寬內的干擾，那么未調制時鐘信號可以用10KHZ的方波進行頻率調制，且當干擾成分處于450MHZ時的調制系數約等于2。頻率調制對干擾信號的影響描繪于圖8b。這里，干擾信號800′有一個與干擾成分801相比實現了高于60dB的衰減的干擾頻譜成分803。并且，應用這項技術所產生的邊帶805離開450MHZ接收機中心頻率10KHZ，因此處于接收機帶寬之外。
圖8c是表示用一個在干擾成分頻率處有20KHZ的掃描寬度的1KHZ的鋸齒波對時鐘信號(未示出)進行頻率調制效果的圖示。這將導致信號功率由大約20個分量來分享，于是衰減大約20倍，或者-13dB。這與圖8c中示出的807的-12.5dB的實際衰減符合得很好。用作產生圖8c中圖表的測量帶寬是300Hz，它比分量間的距離要小。因此，在任一時刻最多只能測量一個分量。這也是峰值功率測量。因為在測量帶寬內只存在一個恒定的振幅信號，所以峰值功率和平均功率沒有區別。
現在參照圖8d，圖8c中描繪的同一頻譜被再次描繪出來。但是，這里用3KHZ帶寬來測量干擾信號，因此在帶寬內允許3個分量。這是一個峰值功率測量。近似計算預測與圖8c中的測量相比，所測量電壓的峰值應該增加3倍，相當于9.5dB。實際衰減809(-1.9dB(實際)≈-12.5dB(實際)+9.5dB(估計))與此估算符合得很好。
參照一個特定的實施例來描述了本發明。但對那些熟悉本領域的人來說顯而易見的是，有可能用不同于上面所說優選實施例的特定形式來實現本發明。不違背本發明精神實質就可以做到這一點。優選實施例純粹是說明性的，決不應被認為是限制性的。本發明的范圍由所附權利要求書給出，而不是由前面的敘述給出，在那里包含了屬于權利要求書范圍內的全部變更和等同形式。
權利要求
1.在一種包括從第一信號產生在接收機帶寬內有頻譜分量的干擾信號的干擾部分的電子設備中，用于在接收機帶寬內降低干擾的方法，包括以下步驟用一確定性非噪聲調制信號來對第一信號進行角度調制，由此使角度調制的干擾信號的調制邊帶在接收機帶寬之外，同時干擾部分產生減少的載波幅值。
2.按照權利要求1所述的方法，其中確定性非噪聲調制信號是正弦信號。
3.按照權利要求2所述的方法，其中角度調制干擾信號有一個調制系數β，β滿足關系J0(β)≤R，其中R是預定的調制載波幅值與未調制載波幅值的比。
4.按照權利要求1所述的方法，其中確定性非噪聲調制信號是對稱方波。
5.按照權利要求4所說的方法，其中對稱方波的周期頻率足夠高；能使得角度調制的干擾信號的調制邊帶落在接收機帶寬之外。
6.按照權利要求4所說的方法，其中角度調制的干擾信號有一個調制系數β，β滿足關系(2/πβ)sin(πβ/2)≤R，其中R是預定的調制載波幅值與未調制載波幅值的比。
7.按照權利要求1所說的方法，其中電子設備還包括為干擾部分提供第一信號的第一部分；和對第一信號進行角度調制的步驟包括用確定性非噪聲調制信號對第一部分實施直接頻率調制以產生調制的第一信號；和把調制的第一信號加到干擾部分以產生調制邊帶在接收機帶寬之外的角度調制的干擾信號。
8.按照權利要求1所說的方法，其中電子設備還包括為干擾部分提供第一信號的第一部分；和對第一信號進行角度調制的步驟包括在把第一信號施加到干擾部分前，用確定性非噪聲調制信號對第一信號進行相位調制，從而干擾部分產生調制邊帶在接收機帶寬之外的角度調制的干擾信號。
9.按照權利要求8所說的方法，還包括把未調制的第一信號加到電子設備的非干擾部分的步驟。
10.在一臺包括產生由第一信號和在接收機帶寬內有頻譜成分的干擾信號構成的組合信號的干擾部分的電子設備中，用于在接收機帶寬內減少干擾的方法，包括步驟用一確定性非噪聲調制信號來對組合信號進行角度調制，從而干擾部分產生調制邊帶在接收機帶寬之外的、載波幅值減少的角度調制的干擾信號。
11.按照權利要求10所述的方法，其中確定性非噪聲調制信號是正弦信號。
12.按照權利要求11所述的方法，其中角度調制干擾信號有一個調制系數β，β滿足關系J0(β)≤R，其中R是預定的調制載波幅值與未調制載波幅值的比。
13.按照權利要求10所述的方法，其中確定性非噪聲調制信號是對稱方波。
14.按照權利要求13所述的方法，其中對稱方波的周期頻率足夠高，能使角度調制的干擾信號的調制邊帶落在接收機帶寬之外。
15.按照權利要求13所述的方法，其中角度調制的干擾信號有一個調制系數β，β滿足關系式(2/πβ)sin(πβ/2)≤R，其中R是預定的調制載波幅值與未調制載波幅值的比。
16.按照權利要求10所述的方法，其中角度調制組合信號的步驟包括用確定性非噪聲調制信號對干擾部分實施直接頻率調制，從而干擾部分產生調制邊帶在接收機帶寬之外的角度調制的干擾信號。
17.按照權利要求10所述的方法，其中角度調制組合信號的步驟包括在把組合信號加到電子設備的第一部分前對其用確定性非噪聲調制信號進行角度調制，從而干擾信號變成調制邊帶在接收機帶寬之外的角度調制的干擾信號。
18.按照權利要求17所述的方法，其中還包括把未調制的組合信號加到電子設備的第二部分的步驟。
19.在一臺包括有從第一信號產生在測量帶寬內有干擾頻譜成分的干擾信號的干擾部分的電子設備中，用于在測量帶寬內減少干擾的方法，包括步驟使用調制信號來對第一信號進行角度調制，從而干擾部分產生在測量帶寬內頻譜成分減少的角度調制的干擾信號，減少的頻譜成分比干擾頻譜成分要小，其中調制信號是確定性非噪聲波形，和角度調制的干擾信號的調制帶寬超出測量帶寬。
20.按照權利要求19所述的方法，其中調制信號是鋸齒波。
21.按照權利要求20所述的方法，其中在一定頻率范圍內選擇鋸齒波的頻率，頻率值范圍的低限頻率值大體上等于測量帶寬，高限頻率值大體上等于測量帶寬的1.5倍。
22.按照權利要求19所述的方法，其中對第一信號進行角度調制的步驟包括對產生第一信號的第一部分實施直接頻率調制；和用頻率調制的第一信號代替第一信號加到干擾部分內的發射產生電路上，發射產生電路負責干擾信號的產生。
23.按照權利要求19所述的方法，其中對第一信號進行角度調制的步驟包括對第一信號進行相位調制；和將相位調制的第一信號代替第一信號加到干擾部分內的發射產生電路上，發射產生電路負責干擾信號的產生。
24.按照權利要求23所述的方法，還包括把未調制的第一信號加到電子設備的非干擾部分上的步驟。
25.在一臺包括產生從第一信號和在接收機帶寬內有干擾頻譜成分的干擾信號構成的組合信號的干擾部分的電子設備中，用于在接收機帶寬內減少干擾的方法，包括步驟用調制信號來對組合信號進行角度調制，從而產生角度調制的干擾信號，它在測量帶寬內有減少的頻譜成分，減少的頻譜成分比干擾頻譜成分要小；其中調制信號是確定性非噪聲波形，和角度調制的干擾信號的調制帶寬超過測量帶寬。
26.按照權利要求25所述的方法，其中調制信號是鋸齒波。
27.按照權利要求26所述的方法，其中鋸齒波的頻率從頻率值范圍中選取，頻率值的范圍是低頻率值基本上等于測量帶寬而高頻率值基本上等于測量帶寬的1.5倍。
28.按照權利要求25所述的方法，其中角度調制組合信號的步驟包括對干擾部分進行直接頻率調制。
29.按照權利要求29所述的方法，其中角度調制組合信號的步驟包括對組合信號進行相位調制；還包括取代組合信號而向電子設備中的第一部分施加相位調制的組合信號的步驟。
全文摘要
在一臺包括參考振蕩器和產生在接收機帶寬內具有頻譜成分的干擾信號的干擾部分的電子設備中，參考振蕩器為干擾部分提供參考振蕩信號，干擾信號從該參考振蕩信號獲得。通過用正弦波來對參考振蕩信號進行角度調制以產生載波幅值減少和調制邊帶在接收機帶寬之外的角度調制的干擾信號，在接收機帶寬內的干擾信號的幅值減少。角度調制的干擾信號最好具有調制系數(β)，(β)近似方程J通過用正弦信號對參考振蕩器實施直接頻率調制以產生調制參考信號，然后把調制參考信號加到干擾部分；或者在參考振蕩信號加到干擾部分前用正弦信號對參考振蕩信號實施相位調制，也可以實現角度調制。當干擾信號在測量帶寬內有干擾頻譜成分時，通過使用象鋸齒波調制信號這樣的確定性非噪聲調制信號來對干擾信號由其而來的時鐘信號進行角度調制，干擾頻譜成分的幅值就減少了。
文檔編號H03B1/04GK1129050SQ95190510
公開日1996年8月14日 申請日期1995年4月20日 優先權日1994年4月21日
發明者K·B·林達爾 申請人:艾利森公司