具有在場消隱期間內空操作方式的鎖相環的制作方法

專利名稱：具有在場消隱期間內空操作方式的鎖相環的制作方法
技術領域：
本發明涉及用來產生時鐘信號的裝置。
用于電視接收機和錄像機信號源的、具有諸如在屏幕上顯示文本和畫中畫之類特點的數字視頻信號處理系統，可能需要相位鎖定于行同步信號上的時鐘信號，這種時鐘信號稱為行鎖定時鐘。為了產生行鎖定時鐘，形成鎖相環(PLL)，用作大規模CMOS視頻信號處理集成電路中的結構單元，可能是有利的。在這樣的PLL中，具有抖動小于2ns、范圍為25～40MHz的時鐘頻率，可能是合乎理想的。這樣的PLL中，離開芯片的各分量只利用一條引出腿，可能是合乎理想的。NTSC、PAL和SECAM中的每一種制式都利用該PLL系統，可能也是合乎理想的。
利用在沒有時基校正的廉價用戶錄像機中遇到的輸入同步信號來操作PLL，可能也是合乎理想的，在這樣的錄像機中，行同步的相位可能周期性地發生顯著變化，以致時鐘信號跟蹤于這樣的同步信號。迅速地減小相位和頻率誤差，并且，當PLL進入相位鎖定時使過調節和抖動為最小，可能是更合乎理想的。另外，PLL能夠鑒別輸出時鐘相位/頻率的真誤差、與噪聲脈沖串混雜在輸入行同步信號中或者同步脈沖偶然丟失所引起的誤差，可能是合乎理想的。
實施本發明一個特點的PLL系統利用對RC壓控振蕩器進行數字和模擬控制，使輸出時鐘相對于輸入行同步信號達到和保持相位鎖定。取決于輸出時鐘相位和頻率誤差的大小和一改性，系統自動地選擇靈敏度不同的例如5種操作控制方式之一。操作的控制方式使得大誤差形成大的、或粗的校正動作，小誤差形成小的、或細的校正動作。
在實施本發明不同特點的PLL中，測量振蕩器輸出信號頻率相對于同步信號頻率的誤差。當該頻率誤差大于在振蕩器輸出信號的給定周期內預定的門限值時，計數該周期。當頻率誤差超過門限電平的連續周期的個數變得大于例如32個時，PLL就開始在粗的頻率校正方式下操作。只要連續計數的周期個數不超過32個，PLL就在空操作方式下操作。在粗的頻率校正方式下，把控制振蕩器頻率的切換電容器以減小頻率誤差的方式步進地、順序地耦合或去耦。在空操作方式下，振蕩器的頻率不變。
當均衡脈沖產生大于門限值的頻率誤差時，通過計數32個周期，在場消隱期間內振蕩器的頻率有利地不變。在場消隱期間內振蕩器的頻率不變，是因為對于產生頻率誤差超過門限電平的連續計數的32個周期來說，均衡脈沖的個數是太少了。可見，均衡脈沖對振蕩器的頻率并不產生干擾。
實施本發明一個特點，用來產生鎖定于同步信號上的振蕩信號的設備，包括頻率與行掃描頻率有關的同步信號的源。同步信號的頻率值在場正程期間內與在場掃描周期的垂直場消隱期間內不同。可控振蕩器產生振蕩信號。測量在基準信號的給定周期期間內振蕩信號與同步信號之間的頻率誤差。產生表現出頻率誤差的信號。把頻率誤差指示信號以負反饋方式耦合到振蕩器的控制輸入端上，以便校正該頻率誤差。計數所述頻率誤差超過第一數值的、基準信號的周期個數。當所計數的周期個數超過第二數值時，允許校正該頻率誤差；只要不超過第二數值，則禁止校正該頻率誤差。在垂直消隱期間內，頻率誤差超過第一數值，但是，所計數的周期個數不超過第二數值。


圖1示出實施本發明一個方面的鎖相環(PLL)的方框圖；圖2A、2B和2C示出圖1的PLL中可編程序切換的RC壓控振蕩器的詳細原理圖；圖3示出圖2A～2C振蕩器中的切換電容器裝置；圖4示出在說明圖2A～2C裝置時有用的波形；圖5示出在說明圖1中PLL的操作時有用的流程圖；圖6、7A和7B示出圖1中PLL的各部分較詳細的圖；圖8為在說明圖1中解碼器的操作時有用的表；圖9a～9c為在說明圖1中PLL的操作時有用的波形；圖10示出圖1中PLL的供給泵原理圖；圖11示出圖1中PLL的鑒相器詳細原理圖；圖12a～12g示出在說明圖11中鑒相器操作時有用的波形；以及圖13a～13d示出在說明圖1中PLL的供給泵操作時有用的波形。
圖1示出實施本發明一個方面的鎖相環電路(PLL)100的方框圖。把例如從電視接收機視頻檢波器(圖中未示出)得到的基帶視頻信號VIDEO-IN(視頻輸入)，耦合到傳統的同步分離器50上，該同步分離器50產生頻率為行偏轉頻率fH、具有周期H的行同步信號HSRef，該行偏轉頻率fH例如在NTSC標準中為15734Hz。
通過把可編程序阻容(RC)型壓控振蕩器(RCVCO)53中產生的、PLL 100的輸出信號Clk分頻，在可編程序N分頻計數器52的輸出端上產生了振蕩信號ClkDiv。輸出信號Clk可用于電視接收機中視頻信號處理的很多級(圖中未示出)上。在穩態操作下，信號Clk的頻率等于NfH。數值N表示信號Clk的頻率與信號ClkDiv的頻率之比。數值N是可選的，其范圍為750～2600，數值N由恒定的數字字信號Nset來提供，把Nset耦合到計數器52上，以便在信號ClkDiv的每一個周期內對計數器52預置一次。
圖2A、2B和2C示出圖1中RCVCO53的原理圖。在圖1和2A～2C中，相同的符號和數字表示相同的器件或功能。圖2B的RCVCO53包括由一對晶體管MP9和MP10形成的差分放大器531。電流源晶體管MP8在每一個晶體管MP9中產生相應的源極電流。放大器531包括晶體管MP9和MP10各自的負載電阻R5和R6。類似地，圖2C的差分放大器532由晶體管MP11、MP12和MP13以及負載電阻R7和R8形成。把在放大器531的負載電阻R5和R6上產生的一對信號X2a和X1a，分別通過一對額定地產生相同相移的RC延時網絡533a和533b，耦合到晶體管MP12和MP13的控制極上。在粗的頻率校正操作方式下，網絡533a或533b產生的相移是可控的，正如以后將要說明的那樣。該相移部分地決定了信號Clk的振蕩頻率。
延時網絡533a包括電阻R1A和不切換電容器C1A。還把切換電容器組SWA(0)耦合到電容器C1A上。在電容器C1A與電阻R1A的連接端TA(0)a上，產生了已延時信號TA(0)。把信號TA(0)通過電阻R2A耦合到電容器C2A上。還把切換電容器組SWA(1)耦合到電容器C2A上。在電容器C2A上，產生了已延時信號TA(1)。信號TA(1)已相對于信號TA(0)延時。類似地，網絡533b包括電阻R1B、電容器C1B和產生信號TB(0)的組SWB(0)。網絡533b包括電阻R2B、電容器C2B和產生信號TB(1)的組SWB(1)。
把在放大器532的負載電阻R7和R8上分別產生的、圖2c的一對信號Y1和Y2，分別通過額定地產生相同相移的RC延時網絡534b和534a耦合起來。網絡534a和534b以類似于網絡533a和533b的方式操作。網絡534a包括電阻R3A、電容器C3A和產生延時信號TA(2)的組SWA(2)。把信號TA(2)通過電阻R4A耦合到電容器C4A上，并且，耦合到產生已延時信號TA(3)的組SWA(3)上。把信號TA(3)通過電阻R5A和電容器C5A進一步延時，以產生已進一步延時的信號TA(4)。類似地，延時網絡534b包括分別類似于電阻R3A、R4A和R5A的電阻R3B、R4B和R5B，以及分別類似于電容器C3A、C4A和C5A的電容器C3B、C4B和C5B。網絡534b產生分別類似于信號TA(2)、TA(3)和TA(4)的已延時信號TB(2)、TB(3)和TB(4)。
把信號TB(3)和TA(3)分別耦合到圖2A中模擬乘法器535的一對晶體管MP3和MP2的控制極上。類似地，把已分別相對于信號TB(3)和TA(3)延時的信號TB(4)和TA(4)，分別耦合到圖2A中乘法器533的一對晶體管MP7和MP6的控制極上。
在乘法器535中，晶體管MP2和MP3形成具有可控增益的差分放大器535a。類似地，晶體管MP6和MP7形成具有可控增益的差分放大器535b。放大器535a和535b的增益，按照形成差分放大器535c的一對晶體管MP1和MP2所產生漏極電流的變化，沿相反方向變化。晶體管MP1和MP2的漏極電流，按照晶體管MP1與MP5控制極之間的電壓差，沿相反方向變化。
在晶體管MP1的控制極上，產生了恒定的直流基準電壓VREF。在圖2A中晶體管MP5的控制極上產生了在圖1的供給泵控制極54中產生的控制輸出信號VCOCV，以便在細的誤差校正操作方式下控制信號Clk的頻率/相位，正如以后將要說明的那樣。
把晶體管MP2的漏極耦合到晶體管MP6的漏極上，以產生和信號X1。在一對并聯耦合的負載電阻R10和R12上產生了信號X1，把信號X1耦合到圖2B中放大器531的晶體管MP10的控制極上。類似地，把圖2A中晶體管MP3的漏極耦合到晶體管MP7的漏極上，以產生和信號X2。在一對負載電阻R11和R13上產生了信號X2，把信號X2耦合到圖2B中放大器531的晶體管MP9的控制極上。
通過晶體管MP2的信號增益，例如以與通過晶體管MP6相反的方式而改變。信號X1的相移由一對信號的矢量和來決定，這對信號具有分別由晶體管MP2與MP6中漏極電流之間所產生的相位差。這樣，當耦合到放大器535c上的模擬信號VCOCV以漸進方式變化時，信號X1的相移以細的或漸進的方式而變化。類似地，信號X2的相移也按照信號VCOCV，以細的或漸進的方式而變化。相對于信號X2，信號X1額定地處于反相位。改變信號X1或X2的相移使RCVCO53和信號Clk的振蕩頻率改變，正如以后將要說明的那樣。
使信號Clk實現寬的頻率范圍(例如25～40MHz)，并且，把RC延時網絡中的容限、溫度變化和老化補償掉，可能是合乎理想的。RC延時網絡利用集成電路制造技術在RCVCO53中形成。
在粗的頻率校正操作方式下，可以有利地、步進地提高或降低RCVCO53的頻率。例如，在上電以后，粗的頻率校正方式可以立刻出現。為了提供粗的頻率校正方式，提供了上述4個切換電容器組SWA(i)。假定，指定切換電容器組的參數“i”為0～3的4個值。把切換電容器組SWA(i)耦合到產生信號TA(i)(參看前述)的4個相應端子上。這樣，把給定的組SWA(i)耦合到由同一個“i”值指定的信號TA(i)的相應端子上。類似地，把上述4個切換電容器組SWB(i)耦合到產生信號TB(i)(參看前述)的相應4個端子上。用同樣的方法，假定參數“i”為0～3的值。
每一個組SWA(i)，例如圖2B的組SWA(0)包括8個并聯耦合的切換電容器裝置。一個給定組SWA(i)的給定切換電容器裝置由圖3所示，與相應電容器CA(4j＋i)串聯耦合的晶體管開關SA(4j＋i)形成。在圖1、2A～2C和3中，相同的符號和數字表示相同的器件或功能。對于圖2B和2C的一個給定組SWA(i)，參數j有選擇地假定為0～7這8個值之一。
把圖3中給定的晶體管開關SA(4j＋i)與相應電容器CA(4j＋i)串聯耦合起來，使得“i”值對開關SA(4j＋i)和對電容器C(4j＋i)是共同的，“j”值對它們也是共同的。類似地，圖2B和2C的每一個組SWB(i)包括8個并聯耦合的晶體管、切換電容器裝置，正如例如組SWA那樣。每一個這樣的8個裝置由與電容器CB(4j＋i)串聯耦合的、圖3的晶體管開關SB(4j＋i)形成。
在圖2B和2C中，由共同“i”值指定的每一對組SWA(i)和SWB(i)[正如例如組SWA(0)和SWB(0)那樣]內，8個控制信號CF(4j＋i)控制相應的也是由共同“i”值和共同“j”值指定的8對晶體管開關SA(4j＋i)和SB(4j＋i)。信號CF(4j＋i)以以后將要描述的方式產生。這樣，總共32對開關SA(4j＋i)和SB(4j＋i)分別由32個控制信號CF(4j＋i)控制。對于圖3中給定的一對開關SA(4j＋i)和SB(4j＋i)，以及對于控制這樣的開關對的控制信號C F(4j＋i)，“i”值是相同的。對于給定的一對開關SA(4j＋i)和SB(4j＋i)，以及對于控制這樣的對的控制信號CF(4j＋i)，“j”值也是共同的。
當給定的控制信號CF(4j＋i)假定為“真”(TRUE)狀態時，就把相應組SWA(i)的相應電容器CA(4j＋i)和相應組SWB(i)的相應電容器CB(4j＋i)切入(Switched in)，或者通過一對開關SA(4j＋i)和SB(4j＋i)把它們耦合到分別產生信號TA(i)和TB(i)的端子上。由此，呈現出相位延時增大，圖2C中信號Clk的振蕩頻率相應降低。另一方面，當圖3中給定的控制信號CF(4j＋i)假定為“假”(FALSE)狀態時，就把相應一對電容器斷開或去耦，使圖2c中信號Clk的振蕩頻率提高。
圖2A的電流鏡像基準電路537包括提供小起動電流(例如1μA)的PMOS晶體管MP20。該起動電流使端子NB上的電壓電平開始上升到晶體管MN10的門限電壓，一般為0.8伏。在由晶體管MP23、MP24、MP13和MP14形成的平衡PMOS電流鏡像放大器中，把端子NR上的電壓和端子NB上的電壓加以比較。
把來自端子NF的負反饋加到晶體管MP12的控制極上，強制端子NR和NB上的電壓相等。因此，電阻R1中流動的電流正比于端子NB上的電壓。一旦電流在電阻R1、晶體管MP12和晶體管MP22中開始流動，附加電流則流入端子NB，這使端子NB上的電壓增大到約1.5伏的電平。這樣，在晶體管MP22中流動的基準電流額定為0.25mA。
把在晶體管MP22漏極上產生的、電流鏡像基準電路537的輸出電壓CS1耦合到圖2B中晶體管MP4和MP8以及圖2c中晶體管MP11的控制極上。結果是，在圖2A中晶體管MP4內流動的電流額定為3mA，在以晶體管MP8和MP11為源的每一個放大器中流動的電流為1.5mA。圖2A的電路537保持振蕩器的頻率相對于電源電壓變化的穩定性。模擬實驗表明，對電源電壓變化的靈敏度為0.9％/V，對溫度變化的靈敏度為-0.012％/℃。
圖2A～2C的RCVCO53以差分對稱方式構成。規定第一正反饋通路的信號X2、Y1、TA(0)、TA(1)、TB(2)、TB(3)和TB(4)，相對于規定第二正反饋信號通路的信號X1、Y2、TB(0)、TB(1)、TA(2)、TA(3)和TA(4)分別為差分對稱的。因此，當圖2A中例如放大器535a和535b的增益改變或者當出現溫度變化時，一對差分對稱信號(正如例如信號Y1與Y2那樣)之間的相位差并不改變。RCVCO53以由各對正反饋通路中的總相移決定的頻率振蕩。
圖4示出，當信號CF(4j＋i)把RCVCO53中全部切換電容器去耦，形成信號Clk的最高頻率或者最小周期(例如19.62ns)時，圖1中信號Y1和Y2模擬波形的例子。在圖1、2A～2C、3和4中，相同的符號和數字表示相同的器件或功能。
如圖4所示，信號Y1與Y2的大小近似相等，相位彼此相差180°。因為結構是差分對稱的，所以，信號Y1與Y2為差分對稱信號。這樣，當信號Y1和Y2的瞬時值同時為同一值時出現的信號Y1與Y2的交點，例如CO點，出現于反相位上。由于上述差分對稱結構，交點CO在時間上的間隔有利地近似相等。因為對稱結構，所以，信號Clk的占空因數有利地不受增益變動和溫度引起元件變動的影響。因此，圖2C中接受信號Y1和Y2、由晶體管MP15、MP16、MN20和MN21，以及門電路U1和U2形成的，簡單的“差分到單端”的轉換電路536產生占空因數約為50％的信號Clk。而且，差分對稱結構提供改善了的共模噪聲抑制。
RCVCO53的實測噪聲帶寬在350Hz時為-30dB。RCVCO53在1秒鐘內的短期穩定性約為±150Hz或者20ppm，這相當于在一行周期H(63.5μs)內抖動1.3ns。
為了控制RCVCO53的頻率，把圖1的同步信號HSRef耦合到頻率檢測器和控制級55上。圖5示出，在說明圖1中PLL100的操作時有用的流程圖。圖6、7A和7B以較詳細的方框圖示出圖1中級55的相應各部分。在圖1、2A～2C、3～6、7A和7B中，相同的符號和數字表示相同的器件或功能。
在圖6所示級55的那一部分中，把信號HSRef耦合到13比特計數器56的輸入端子Clear/Enable(清零/允許)上。把圖1中RCVCO53的信號Clk耦合到圖6中計數器56的輸入端子CLOCK(時鐘)上。圖9a和9b分別示出圖6中信號ClkDiv和HSRef脈沖的例子。在圖1、2A～2C、3～6、7A、7B和9A～9C中，相同的符號和數字表示相同的器件或功能。
圖6的計數器56計數在給定周期H期間內出現的信號Clk的脈沖，并且，稱之為圖9b中時間間隔MEASUREMENT(測量)。在時間間隔MEASUREMENT結束時，圖6的計數器56包括一個二進制字信號NCL。信號NCL的數值等于，在信號HSRef的給定周期期間內出現的時鐘脈沖或信號Clk周期的個數。這樣，信號NCL包括信號Clk的頻率與信號HSRef的頻率之比。
把信號NCL耦合到減法器65上，減法器65通過形成信號NSET的數值與信號NCL的數值之差而產生一個二進制字信號Nerr。信號NSET是一個恒定的二進制字，如前所述，該二進制字等于信號Clk的頻率與信號ClkDiv的頻率之比。當時序控制信號CLKH出現時，把信號Nerr存儲到鎖存器57中。信號CLKH緊接在測量和產生信號Nerr的信號HSRef的那個周期H的期間之后，立刻出現。
把已饋存的信號Nerr，從鎖存器57的輸出端讀出，作為輸出信號NERR。誤差信號NERR的數值等于在圖9b中信號HSRef的給定周期MEASUREMENT期間內出現的信號Clk的時鐘周期個數與在圖9a中信號ClkDiv的周期期間內出現的圖6中信號Clk的時鐘周期個數之差。例如，當圖1的PLL100處于相位鎖定狀態下時，這樣的差值為零，表示沒有誤差。這樣，信號NERR表現出有關周期或頻率的誤差。在圖5流程圖的流程通路197中，描述了產生信號NERR的測量操作。
把圖6中頻率誤差的指示信號NERR耦合到圖7A中產生二進制字信號|Nerr|的絕對值形成級58的輸入端上。信號|Nerr|等于信號NERR的絕對值。在比較器59中，把信號|Nerr|與恒定數值字信號THRESHOLD_1(門限1)加以比較，THRESHOLD_1等于字信號NSET大小的8％。信號ClkDiv的所需周期長度包括在字信號NSET內。當通過信號Clk的時鐘周期個數進行測量的、信號ClkDiv周期長度的誤差大于信號ClkDiv所需周期長度的8％時，比較器59產生字信號59a。
把信號59a耦合到6比特計數器的復位輸入端RESET(復位)上，當允許在計數器61中計數時，在時鐘信號ClkDiv的每一個周期內，計數器61升計數一次。計數器61產生信號61a，即計數器61的最高有效位MSB。當產生了信號59a時，允許在計數器61中計數。
把信號61a通過或門62耦合到觸發器63的“J”輸入端上。如果緊接在信號ClkDiv之前32個周期H的每一個周期內、以信號|Nerr|的數值提供的、信號ClkDiv周期長度的誤差大于所需周期長度的8％，觸發器63的輸出信號CFR就達到TRUE狀態了。
根據本發明的一個特點，只要圖9a中信號ClkDiv的這樣32個周期H并未過去，圖1的RCVCO53就不受影響，稱之為空方式操作，在圖5流程圖的通路194中描述了這種方式。這種空方式以防止例如在整個場消隱期間(VBI)內出現粗的頻率校正方式的形式有利地出現了。在場消隱期間內，圖1的均衡脈沖EP出現了。脈沖EP的周期為周期H的一半。因此，圖1的信號HSRef中的衡脈沖EP產生的圖7A中誤差信號|Nerr|之值大于所需周期長度的8％。然而，因為圖1中均衡脈沖EP的個數少于32個，所以，圖7A的計數器61和“或”門62防止了在整個場消隱期間內信號CFR到達TRUE狀態。因此，防止了在粗的頻率校正方式下操作。空方式操作的結果是，在整個垂直場消隱或回掃期間內，使RCVCO53的相位有利地不受干擾。
假定誤差信號|Nerr|大于所需周期長度8％的信號CklDiv的周期個數超過32個，這種狀態表現出大的頻率誤差并不是由于操作于場消隱期間內。因此，圖7A中觸發器63的信號CFR將以TRUE狀態產生。當產生信號CFR時，就使圖1的PLL100在粗的頻率誤差校正操作方式下操作。在粗的頻率誤差校正方式下操作的期間內，RCVCO53中粗的頻率誤差在各切換步驟中順序地減小。產生信號CFR的方法在圖5流程圖的流程通路197、200、201、196和199中示出。
圖10示出圖1中供給泵54較詳細的圖。在圖1、2A～2C、3～6、7A、7B、9a～9c和10中，相同的符號和數字表示相同的器件或功能。圖10中的表提供級54中信號流的方向和開關的狀態。在整個粗的頻率誤差校正方式下，圖10的供給泵54產生圖2A中RCVCO53恒定電平的模擬控制信號VCOCV，該恒定電平等于通過圖10中開關SW1提供的基準電壓VREF。把圖10的信號VCOCA建立在其電壓變動范圍的中間值左右。
在粗的頻率誤差校正方式下，圖6的5比特二進制計數器66對信號ClkDiv的交替脈沖進行升計數或降計數。計數器66的計數方向(升計數或降計數)按照字信號NERR的最高有效位或者符號位SIGN(符號)來決定。把計數器66的5比特輸出字信號CFRL(4∶0)耦合到在這里稱為“溫度計”解碼器的解碼器64的輸入端上。溫度計解碼器64通過把5比特信號CFRL(4∶0)解碼，來產生上述32個分開的控制信號CF(4j＋i)。
圖8中的表示出對于圖6和8中5比特字信號CFRL(4∶0)的每一個值，圖2A、2B和8中處于TRUE狀態下的那些信號CF(4j＋i)和處于FALSE狀態下的那些信號CF(4j＋i)。在圖8的表中，二進制“1”表示TRUE狀態，二進制“0”表示FALSE狀態。如圖8所示，當圖6的計數器66升計數時，圖8中只有一個控制信號CF(4j＋i)改變狀態。該狀態的改變是從FALSE到TRUE。類似地，當圖6的計數器66降計數時，圖8中只有一個控制信號CF(4j＋i)改變狀態；而該狀態的改變是從TRUE到FALSE。
在粗的頻率誤差校正方式下，圖6的測量/控制排序器67產生允許計數器66對信號ClkDiv的交替脈沖進行升/降計數的信號CFR-Enable(允許)。信號ClkDiv的交替脈沖在信號HSRef的交替周期H內出現。只有在時間間隔CONTROL(控制)的期間內，信號CFR-Enable(允許)才允許圖6的計數器66改變狀態；該時間間隔CONTROL出現在時間間隔MEASUREMENT(測量)之間、在圖9b中信號HSRef的交替周期內。在圖9b中信號HSRef的其它交替周期的期間內，當時間間隔MEASUREMENT出現時，正如前面所說明的那樣，測量信號NCL的數值，但是，圖6的計數器66并不改變狀態。當正在測量圖9b的信號NERR或NCL時，計數器66并不改變狀態。通過防止圖6的計數器66在圖9b中給定時間間隔MEASUREMENT的期間內改變狀態，當正在測量RCVCO53的頻率時，圖1中RCVCO53的頻率并不改變。這樣，在粗的頻率校正方式下，一個給定切換步驟需要信號ClkDiv的兩個行時鐘脈沖，并且，這種步驟出現在每一對周期H時。當正在測量RCVCO53的頻率時該頻率并不改變的結果是，可以達到更穩定、更精確的頻率控制操作。
為了說明粗的頻率誤差校正方式，假定，在圖9a和9b中標為時間間隔602的給定時間間隔MEASUREMENT內，圖2A～2C中RCVCO53的信號Clk的實測頻率高于所需值。這樣的狀態通過在圖6中出現正值的信號NERR來表示。因此，圖9a和9b中，在緊接著的標為時間間隔603的時間間隔CONTROL結束時，圖6中計數器66的計數值增大。結果是，按照圖6中字信號CFRL(4∶0)的已修正、增大了的值，把圖2A、2B和2C中一對相應的電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)切入。信號CFRL(4∶0)已修正的值按照圖6中信號NERR的符號比特SIGN增大或減小。因為把一對附加電容器耦合到正反饋通路上，所以，使信號Clk的頻率降低。另一方面，如果信號Clk的頻率低于所需值，就把圖2B或2C的一對電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)斷開或者與正反饋通路去耦。電容器的切換出現在圖9a和9b中緊接著的時間間隔CONTROL或時間間隔603內，使圖2A～2C中RCVCO53的頻率提高。
圖6中溫度計解碼器64以這樣的方式工作，使計數器66中狀態的改變在一對相應的正反饋通路中只分別把一對切換電容器切入或斷開，不影響其它對電容器，正如前面所說明的那樣。因此，圖2C中信號Clk頻率的改變(提高或降低)有利地是單調的，不受元件容限的影響。這樣，在整個頻率范圍內，信號Clk的頻率正比于圖6中字信號CFRL(4∶0)的數值。
為了說明起見，假定在圖9a和9b中標為時間間隔601的給定時間間隔CONTROL(控制)結束以前，圖6中信號CFRL(4∶0)的數值等于23。數值23相應于j＝5和i＝3，因為4j＋i＝23。正如前面所說明的那樣，i只從0到3的數值中選擇，j只從0到7的數值中選擇。
進而假定，信號NERR的符號比特SIGN是這樣的以致于在時間間隔601結束時，圖6的計數器66升計數。這樣，在圖9a和9b中標為時間間隔602的后繼時間間隔MEASUREMENT中，圖6的信號CFRL(4∶0)包括一個增量，即等于24，這相應于j＝6和i＝0，因為4j＋i＝24。在圖9a和9b的時間間隔601結束時，只分別把圖2的組SWA(0)和SWB(0)中的電容器CA(24)和CB(24)切入，并且，將其耦合到RCVCO53中一對相應的正反饋通路上。在圖9a和9b的時間間隔601結束以前已經耦合到相應正反饋通路上的切換電容器，不受圖8中信號CFRL(4∶0)數值增大的影響。用這種方法，以漸進或單調方式把圖2B和2C的電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)切入或斷開。
在圖9b的每一個時間間隔CONTROL內，圖2A～2C中RCVCO53頻率的變化約為RCVCO53工作頻率整個范圍的4％。這樣，可以把RCVCO53的整個頻率范圍排序為32個或32個以下的電容切換步驟。
把圖7A中信號NERR經過延時和不經過延時的符號比特SIGN耦合到異或門69的一對輸入端子上。該延時的符號比特在鎖存器68中產生。門69產生輸出信號69a，把信號69a耦合到J-K觸發器63的“K”輸入端子上。
把切換電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)分步驟地、有利地切入負反饋環的正反饋通路上，或者與該正反饋通路斷開。當由信號NERR的符號比特SIGN決定的、信號ClkDiv周期的實測長度與預期長度之間的差別改變符號時，禁止信號CFR的產生，并且，停止在粗的頻率誤差控制方式下的操作。信號NERR改變符號表現出頻率誤差已達到小于或等于整個頻率范圍的4％了。此后，圖6的計數器66停止改變狀態，信號CFRL(4∶0)和CF(4j＋i)的最后狀態保持不變。
把圖7B的信號NERR耦合到減法器70的第一輸入端A上。把通過鎖存器71延時了的信號ClkDiv的一個周期的信號NERR，耦合到減法器70的第二輸入端B上。在絕對值形成級72中得到減法器70輸入信號之差的絕對值；在比較器73中，把該絕對值、與數字字信號THRESHOLD_2(門限_2)中所包括的數值加以比較。
假定從一個給定的周期H到緊接著的一個信號ClkDiv，信號ClkDiv的周期長度誤差的變化小于時鐘信號ClkDiv預期周期長度的2％。把2％門限值包括到信號THRESHOLD_2中。因此，在比較器73的輸出端73a上產生了信號CONSISTENCY(一致性)。這樣，從一個時鐘周期H到緊接著的一個信號ClkDiv，當信號NERR大小的變化不大于圖6中信號NSET值的2％時，產生信號CONSISTENCY。可見，圖7B的信號CONSISTENCY表現出存在著穩定的、無噪聲的同步信號HSRef和誤差信號Nerr。
在比較器60中，把圖7A的信號|Nerr|與等于2的恒定值加以比較。當誤差或者信號ClkDiv的周期長度相對于信號HSRef的周期長度之差小于信號Clk的兩個時鐘周期時，比較器60產生信號60a。
假定，下列情況全部出現圖7A的信號CONSISTENCY產生了；信號|Nerr|的數值大于或者等于2，但是，小于信號Nset值的8％，正如圖7A的信號60a中所提供的那樣；同時未產生信號CFR。因此，“與”門74產生信號FFR。信號FFR開始并建立起細的或漸進的頻率誤差校正操作方式，在這種方式下，圖2A～2C中切換電容器的耦合或去耦狀態不受影響。在圖5流程中的流程通路202、203、204和205描述了產生圖7A中信號FFR的情況。另一方面，如果信號CONSISTENCY未產生，圖1的RCVCO53將不受影響，形成上述空操作方式，正如在圖5流程圖的流程通路197、204和209中所描述的那樣。
在細的頻率誤差校正方式下，圖7A的信號FFR控制圖10中供給泵54的操作，以改變模擬信號VCOCV。信號VCOCV的變化使圖1中RCVCO53的頻率以漸進方式變化，而沒有切換電容器的切換步驟，不像在粗的頻率誤差校正方式下那樣。
把圖6的信號NERR通過字限幅器75耦合到脈沖發生器76上。限幅器75根據信號NERR的最低有效8比特，產生8比特、2的補碼的字信號75a。信號NERR是13比特的字信號。如果信號NERR的大小大于利用8比特字信號75a所能表示的大小，就把信號75a建立為等于8比特2的補碼字的上限(正的或負的)值。把字信號75a存儲到脈沖發生器76的二進制計數器(圖中未示出)中。脈沖發生器76按照信號NERR的比特SIGH(符號)，產生信號FFR_UP(升)的脈沖，或者，信號FFR_DN(降)的脈沖。
輸出信號FFR_UP的給定脈沖具有正比于誤差信號NERR大小的脈沖寬度，并且，當信號NERR的值為負時，才出現這樣的脈沖。當信號Clk的頻率低于所需值時，信號FFR_UP出現。類似地，信號FFR_DN的給定脈沖具有正比于信號NERR大小的脈沖寬度，并且，當信號Clk的頻率高于所需值時，才出現這樣的脈沖。
在信號FFR的控制下，選擇圖10的信號FFR_UP或FFR_DN；通過一對雙輸入多路轉換開關54a和54b的相應之一、并通過一對門54c和54d的相應之一，將其耦合到一對開關SW3和SW4的相應之一的一對控制端子54ca和54cb的相應之一上。當信號FFR_UP的脈沖產生時，開關SW3把正脈沖電流13耦合到端子54f上。類似地，當信號FFR_DN的脈沖產生時，開關SW4把負脈沖電流14耦合到端子54f上。
把利用集成電路制造技術形成的電容器Cint通過開關SW1，與分立電容Cext并聯耦合起來。這是通過在細的頻率校正方式下把開關SW1的選擇器耦合到端子54f上而實現的。開關SW1的控制由圖10中的表來表示。因此，當信號FFR_UP產生時，電容器Cext和Cint并聯充電，其充電量正比于信號FFR_UP脈沖寬度。當信號FFR_DN出現時，電容器Cext和Cint以類似方式放電。在電容器Cext上產生信號VCOCV，將其耦合到圖2A的RCVCO53上。
類似于粗的頻率誤差校正方式，根據相同的理由，在圖9b中信號HSRef的交替周期H期間內出現的時間間隔MEASUREMENT的期間內，當測量頻率誤差時信號Clk的頻率并不同時改變。圖10中電容器Cint和Cext的充電/放電按照信號NERR，僅在圖9b中信號HSRef其它交替周期的時間間隔CONTROL期間內才被允許。在細的頻率誤差校正方式下的操作期間內，使得信號ClkDiv的周期長度與信號HSRef的周期長度之間的差別達到信號Clk的2個周期長度或信號HSRef周期H的約0.2％以內。
在細的頻率誤差校正方式下信號VCOCV產生的校正范圍約為圖2A～2C中RCVCO53整個頻率范圍的±8％。因此，信號VCOCV有利地具有足夠大的范圍，該范圍能夠把與在粗的頻率誤差校正方式下出現的信號CF(4j＋i)的給定切換步驟有關的每一個頻率范圍迭蓋起來。這是因為，正如前面所說明的那樣，在粗的頻率誤差校正方式下，與給定切換步驟有關的頻率范圍等于RCVCO53整個頻率范圍的4％左右。信號VCOCV的校正范圍仍是有利地足夠小，從而減小了對噪聲的靈敏度。
正如前面所說明的那樣，當未產生圖7B的信號CONSISTENCY時，出現空操作方式。例如，當圖1的信號HSRef混雜著噪聲時，就出現空方式。在因未產生信號CONSISTENCY而出現的空方式下，圖10的開關SW1把電容器Cext與端子54f去耦。因此，圖10的電容器Cext既不充電也不放電，信號VCOCV保持相對恒定。在空方式下，把信號VCOCV通過單位增益放大器和開關SW2，耦合到電容器Cint上，使得電容器Cint在端子54f上的電容器電壓跟蹤于信號VCOCV的電壓。開關SW2的控制由圖10中的表來表示。
假定，在圖1中信號HSRef的中斷時間間隔以后，正常操作的信號HSRef恢復了，使得圖7B的信號CONSISTENCY又產生了。因為在空方式下操作，所以，圖10的信號VCOCV并未受到干擾，很可能已經保持在近似于在信號HSRef的中斷時間間隔已經結束以后、穩態相位鎖定操作所需的電平上了。這樣，圖1中PLL100的瞬變狀態可能有利地持續較短時間。
圖11較詳細地示出在相位誤差校正操作方式下使用的圖1中鑒相器51。圖12a～12g示出相應的波形。在圖1、2A～2C、3～6、7A、7B、8、9a～9c、10、11和12a～12g中，相同的符號和數字表示相同的器件或功能。圖11的鑒相器51包括以信號HSRef為時鐘、由信號ClkDiv復位的D型觸發器51c。當圖12b中信號ClkDiv的前沿落后于圖12a中信號HSRef的前沿時，觸發器51c產生圖12c中信號FPH_UP的給定脈沖。圖11的D型觸發器51d以信號ClkDiv為時鐘，通過單拍多諧振蕩器51f由信號HSRef來復位。當圖12e中信號ClkDiv的前沿領先于圖12a中信號HSRef的前沿時，觸發器51d產生圖12g中信號FPH_DN的給定脈沖。每一個脈沖信號FPH_UP和FPH_DN的脈沖寬度正比于相位差。只能產生給定周期H的脈沖信號FPH_UP和FPH_DN之一。
把圖7B的脈沖信號FPH_UP或FPH_DN通過“或”門80耦合到3比特二進制計數器81上。當任一脈沖的脈沖寬度小于信號Clk的兩個時鐘周期時，這表現出相位誤差相對小，輸出信號81a為FALSE電平。把信號81a通過倒相器82耦合到“與”門83的輸入端B上。把頻率誤差指示信號60a耦合到門83的第二輸入端A上。當信號|Nerr|小于2(表示信號Clk的兩個時鐘周期)時，產生信號60a。
例如，按照在細的頻率誤差校正方式下的操作，當相位誤差小(正如通過信號81a為FALSE電平所表明的那樣)且頻率誤差小(正如通過產生信號60a所表明的那樣)時，門83產生信號FPH。結果是，出現了細的相位誤差校正方式。在圖5流程圖中的流程通路202、206、207和208描述了實現細的相位誤差校正方式的方法。
不像在細的和粗的頻率誤差校正方式下那樣，在細的相位誤差校正方式下，在圖9b中信號HSRef的每一個周期H內都測量和校正相位誤差。在細的相位誤差校正方式下，利用圖10中正比于相位誤差的模擬信號VCOCV來達到和保持相位鎖定狀態。
圖13a～13d示出在說明在細的相位誤差校正方式下的操作時有用的波形。在圖1、2A～2C、3～6、7A、7B、8、9a～9c、10、11、12a～12g和13a～13d中，相同的符號和數字表示相同的器件或功能。
當產生了圖7B的信號FPH時，把圖10的信號FPH_UP和FPH_DN通過多路轉換開關54a和54b并通過門54c和54d，交替地分別耦合到開關SW3和SW4的端子54ca和54cb上。把信號FPH_UP和FPH_DN，在圖13B中信號ClkDiv的每一個周期期間內出現的下列三操作序列中，交替地加到電容器Cint和Cext上。
在上述三操作序列的第一操作中，圖10的開關SW1處于HOLD(保持)位置上。如果信號FPH_UP的脈沖產生了，開關SW3就把正的脈沖電流I3耦合到端子54f上。類似地，如果信號FPH_DN的脈沖產生了，開關SW4就把負的脈沖電流I4耦合到端子54f。當產生信號FPH_UP時，電容器Cint就充電，其充電量正比于其脈沖寬度；當產生信號FPH_DN時，電容器Cint就放電。這樣，電容器Cint和電流I3、I4作為積分電路或低通環路濾波器而操作，這在電容器Cint上產生正比于相位誤差的電壓。
在該序列的第二操作中，圖6的脈沖發生器85跟隨圖13B中信號ClkDiv的后沿，產生圖6和13c的脈沖信號CHK。圖6的脈沖信號CHK以圖中未示出的方式使圖10的開關SW2斷開，并使開關SW1把電容器Cext耦合到端子54f上。這樣，把電容器Cint與Cext并聯耦合起來。因此，電容器Cext上的電荷按照電容器Cint上的電荷而改變，并由實測的相位誤差來決定。用這種方法，在電容器Cext與Cint之間出現了電荷轉移。
在該序列的第三操作中，圖6的振蕩器85跟隨圖13c的脈沖信號CHK，產生圖6和13d的脈沖信號INIT。脈沖INIT以圖中未示出的方式使圖10的開關SW1處于HOLD(保持)位置，并使開關SW2接通。用這種方法，使電容器Cint上的起始狀態電壓保持與較大電容器Cext上相同，為下一個三操作序列中的下一個第一操作作準備，下一個三操作序列出現在信號ClkDiv的下一個周期內。在細的相位校正方式下，信號ClkDiv的抖動可能有利地小于例如2ns。
還把圖1中細的頻率/相位控制信號VCOCV耦合到比較器91上。如果信號VCOCV的大小在預定的電壓范圍之外，比較器91就產生信號OUT-OF-RANGE(超出范圍)。信號OUT-OF-RANGE表現出這一情況信號VCOCV的大小超出了RCVCO53操作的線性控制范圍。當產生了信號OUT-OF-RANGE時，PLL100開始在前面已說明過的粗的頻率控制方式下操作。圖5流程圖的流程通路214和215描述了這樣的情況。
如果相位誤差大，在圖12a中信號HSRef的前沿、與圖12b或12c中信號ClkDiv的前沿之間形成等于或大于圖7B中信號Clk的兩個時鐘周期的時間差，信號81a就產生了。信號81a使觸發器84“置位”，并使之產生輸出信號PE_LAT。把信號PE_LAT通過“或”門51a和51b，耦合到圖11中鑒相器51的觸發器51c和51d上，以便結束或產生信號FPH_UP或FPH_DN接著出現的脈沖后沿。這樣，在細的相位誤差校正方式下，當鑒相器51控制圖10的級54時，有利地防止了圖11的鑒相器51在信號ClkDiv的每一周期中的頻率/相位。
把圖7B中處于表現出相位誤差大的TRUE電平的信號81a耦合到“與”門90的輸入端c上。正如前面所說明的那樣，把表現出從圖9b中信號HSRef的一個周期H到緊接著的下一個周期H、頻率誤差有一致性的信號CONSISTENCY，耦合到圖7B中門90的第二輸入端A上。當信號|Nerr|的值小于2時，把表現出頻率誤差小的信號60a，耦合到門90的第三輸入端B上。當所有這三個信號(81a、60a和CONSISTENCY)都產生了時，門90就產生信號CPH_RST。把信號CPH_RST耦合到D型觸發器91的時鐘輸入端上。把觸發器91的輸出端Q耦合到D型觸發器92的輸入端D上，當信號CPH_RST產生以后，出現了信號HSRef的前沿時，D型觸發器92就產生脈沖信號RST。
把信號RST耦合到圖1的÷N計數器52上，以便以在信號HSRef與信號ClkDiv之間提供直接相位鎖定的方式，預置計數器52的各觸發器(圖中未示出)。這樣，信號RST提供粗的相位誤差校正操作方式。圖5流程圖的流程通路210、211和212描述了實現粗的相位校正方式的方法。例如，當圖1中從錄像機里產生的信號HSRef的相位、在重放方式下場回掃時間間隔的期間內急劇變化時，可能出現上述方式。粗的相位誤差校正可以通過在圖1中的RCVCO53與鑒相器51之間的信號通路，以把信號VCOCV的信號通路旁通掉的方式來實現。急劇的或者粗的相位校正的結果是，把信號ClkDiv的相位與信號HSRef的相位對齊，而對信號Clk的相位并無顯著影響。用這種方法，有利地消除或顯著地減小了RCVCO53中的瞬變干擾。
如果圖7B中表現出相位誤差大的信號81a產生了，而表現出同步信號HSRef是穩定的信號CONSISTENCY來產生，信號RST將不產生，并且，將出現空操作方式。圖5流程圖的流程通路213描述了實現空方式的方法。當圖7B的信號CONSISTENCY未產生時，在空方式下操作和防止粗的相位誤差校正的優點在于，可以減小圖1中PLL100的干擾或瞬變。例如，當信號HSRef的中斷持續時間短時，這樣的干擾可以減小。
權利要求
1.一種用來產生鎖定于同步信號上的振蕩信號的設備，包括頻率與行掃描頻率有關的所述同步信號的源，該行同步信號的頻率值在場正程期間內與在場掃描周期的場消隱期間內不同；用來產生所述振蕩信號的可控振蕩器；用來產生基準信號的裝置；響應于所述振蕩信號和同步信號，用來測量在所述基準信號的給定周期期間內這兩個信號之間的頻率誤差，并且，用來產生表現出所述頻率誤差的信號的裝置，把所述頻率誤差指示信號以負反饋方式耦合到振蕩器的控制輸入端上，以便校正所述頻率誤差；耦合到所述頻率誤差指示信號發生裝置上，用來響應于所述基準信號、計數所述頻率誤差超過第一數值的所述基準信號的周期個數的裝置；以及耦合到所述振蕩器上，用來當所述所計數的周期個數超過第二數值時，允許校正所述頻率誤差，并且，只要不超過所述第二數值，就用來禁止校正所述誤差的裝置，其中，所述頻率誤差在所述場消隱期間內超過所述第一數值，但是，所述所計數的周期個數不超過所述第二數值。
2.根據權利要求1中所述的一種設備，其中在所述所計數的周期個數超過所述第二數值以后，所述設備在粗的頻率誤差控制的操作方式下操作。
3.根據權利要求2中所述的一種設備，還包括用來在所述粗的頻率誤差控制的操作方式下，順序地選擇多個切換頻率控制元件的裝置。
4.根據權利要求1中所述的一種設備，其中當所述頻率誤差不超過所述第一數值時，所述設備在細的誤差控制方式下操作。
5.根據權利要求1中所述的一種設備，其中當所述頻率誤差超過所述第一數值時，只要所計數的周期個數不超過所述第二數值，所述設備就在空操作方式下操作。
6.根據權利要求1中所述的一種設備，其中所述同步信號包括在視頻信號內；其中，當所述視頻信號中出現均衡脈沖時，所述頻率誤差超過所述第一數值；但是，其中，在場消隱期間內，均衡脈沖的個數小于使所述第二信號產生所需的個數。
7.根據權利要求1中所述的一種設備，其中所述同步信號包括在視頻信號內；其中，所述基準信號發生裝置用來響應于所述振蕩信號，產生所述基準信號。
全文摘要
通過利用鎖相環電路的頻率檢測器，測量振蕩器輸出信號的頻率與同步信號的頻率之間的頻率誤差。當在32個同步信號周期的每一個周期中，頻率誤差都超過預定幅度時，鎖相環電路開始在粗的頻率校正方式下操作。只要沒有過去32個周期，鎖相環電路就在空操作方式下操作，不校正振蕩器結果是，在場回掃期間內，當均衡脈沖出現時，鎖相環電路不受頻率誤差大的干擾。
文檔編號H03B5/20GK1125020SQ94192321
公開日1996年6月19日 申請日期1994年4月19日 優先權日1993年4月20日
發明者D·J·索爾, W·羅達, E·R·坎貝爾 申請人:Rca.湯姆森許可公司