專利名稱：場效應管混頻器電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及場效應管(FET)混頻器電路。
圖1表示的是傳統的場效應管混頻器電路。圖1中所示電路包括采用雙柵金屬氧化物半導體(MOS)場效應晶體管Q2的一個混頻器電路、一個采用MOS場效應管Q1的射頻(RF)放大器和一個采用雙極晶體管Q3的本機振蕩器，其中后兩者設置在混頻器電路的前級。由天線輸入的一個射頻信號VRF通過射頻放大器被放大并送入混頻器電路中與來自本機振蕩器的一個信號VLO混合，從而輸出一個作為中頻(IF)輸出信號IFOUT的信號。圖1中，L1到L4是電感線圈，T1是一個輸出變壓器，C1到C15是電容，CV1到CV3是可變電容，C1A、C1B和C1C是聯動可變電容器，R1至R10是電阻，VSS是源電壓。
在圖1所表示的傳統混頻器電路中，來自射頻放大器的輸出信號VRF加在MOS場效應管Q2的一個柵極上，而來自本機振蕩器的輸出信號VLO加在其另一個柵極上。所以，通過電阻R6和R7對源電壓(-VSS)分壓而得到的一個電壓通過電阻R5也加在了有輸出信號VRF的MOS場效應管Q2的那一個柵極上。這樣做的目的在于通過優選的直流偏壓固定MOS場效應管Q2的柵極電壓，進而控制場效應管Q2的轉換增益。
采用這種傳統混頻器電路，輸出信號VRF和VLO分別加在一個場效應管Q2的柵極上以便將這些頻率混合，因而需要一個本機振蕩器信號，其電壓值之高(等于幾個伏特數)足以在場效應管Q2的漏極電流中發現平方特性。為此，需要一個具有高輸出的放大器來放大本機振蕩器信號，同時電路電流也變大。
因此，本發明的目的是提供一種采用場效應晶體管的混頻器電路，即使本機振蕩器信號的電壓值低于若干伏電壓時，該電路也能夠運行而不會產生任何問題。
在本發明的第一種情況中，混頻器電路具有一個差分晶體管對，它是由工作特性彼此不相同的且其源極是共接的一個第一場效應管和一個第二場效應管構成的。在該電路中，第一交流(AC)信號加在第一場效應管的柵極上，而第二交流信號加在第二場效應管的柵極上。
對于第一種情況的混頻器電路，具有不同工作特性的第一和第二場效應管構成了一個差分晶體管對，而且第一交流信號(例如射頻信號)加在第一場效應管的柵極上，而第二交流信號(例如本機振蕩器信號)加在第二場效應管的柵極上，因而第一和第二場效應管中的每一個能夠提供具有平方特性的一個漏極電流。因此，即使本機振蕩器信號的信號值很少，該電路也適宜運行而不會產生任何問題。這就意味著無需為了本機振蕩器信號而采用一個放大器，從而也導致了電路電流的降低。
這里，“工作特性不同”這一狀態在第一和第二場效應管至少具有不同的互導系數β這方面得到了滿足。第一和第二場效應管可以具有彼此相同的或不同的閾電壓。
互導系數β按下式定義β＝μn·(Cox/2)·(W/L)
其中μn＝電子遷移率Cox＝每平方面積柵極氧化物膜的電容量(W/L)＝場效應管柵寬(W)與柵長(L)的比值。
在本發明的第二種情況中，提供了一種混頻器電路，它具有一個第一差分晶體管對和一個第二差分晶體管對，其中每一個晶體管對都包括兩個雙柵場效應管。第一差分對包括源極共接的第一和第二雙柵場效應管，第二差分對包括第三和第四雙柵場效應管。第一和第三場效應管分別具有加有第一直流(DC)電壓的第一柵極，而第一和第四場效應管分別具有加有第一交流電壓的第二柵極。第二和第四場效應管分別具有加有與第一直流電壓值不同的第二直流電壓的第一柵極，而第二和第三場效應管分別具有加有第二交流電壓的第二柵極。
對于第二種情況的混頻器電路，第一和第二差分對的兩個場效應管分別具有加有彼此不同的直流電壓的第一柵極，因而使得其互導系數也彼此不同，因此獲得了具有平方特性的漏極電流的總電流。結果是，即使在本機振蕩器信號很小的情況下，頻率轉換也能夠進行而不會產生任何問題。
在本發明的第三種情況中，提供了一種混頻器電路，該電路包括一個第一雙柵場效應管，該場效應管具有一個加有第一交流(AC)信號的第一柵極和一個加有第一直流電壓的第二柵極，它還包括一個第二雙柵場效應管，該場效應管具有一個加有一第二交流信號的第一柵極和一個加有一個電壓值不同于第一直流電壓的第二直流電壓的第二柵極。第一和第二雙柵場效應管構成了一個差分晶體管對，并且其源極分別共接在一個電流源上。
對于第三種情況的混頻器電路，構成差分對的第一和第二雙柵場效應管的第一柵極分別加有彼此不同的直流偏壓，因而使得互導系數也彼此不同，因此獲得了具有平方特性的漏極電流。結果是，即使在本機振蕩器信號的信號值很小的情況下，也可以進行頻率轉換而不會產生任何問題。
圖1是采用傳統的混頻器電路的電路圖。
圖2是按照本發明第一個實施例的混頻器電路的電路圖。
圖3是按照本發明第二個實施例的混頻器電路的電路圖。
圖4是按照本發明第三個實施例的混頻器電路的電路圖。
下面將參照圖2至圖4具體說明本發明的優選實施例。
(第一個實施例)圖2表示按照本發明的第一個實施例的一個混頻器電路。
在圖2中，MOS場效應管M1和M2具有彼此不同的工作特性。即，場效應管M1和M2兩者具有彼此不同的互導系數和閾電壓。場效應管M1和M2構成了一個差分對，其源極共接在一個恒流源上。該差分對被恒流源1中的恒定電流I0所驅動。
場效應管M1的漏極連接在直流電壓源2(電壓VDD)上而其柵極連接在射頻(RF)信號源3上。其柵極所加的射頻信號(電壓VRF)作為來自信號源3的第一交流信號。
場效應管M2的漏極通過負載電阻RL連接到直流電壓源2上，而其柵極連接到本機振蕩器信號源4上。該柵極所加的本機振蕩器信號(電壓VLO)作為來自信號源4的第二交流信號。場效應管M2的漏極電流通過負載電阻RL轉換成電壓，以便被作為輸出電壓VCUT取出。
下面，將說明如上所示混頻器電路的工作原理。
首先，如果場效應管M1和M2的互導系數、閾電壓、柵-源電壓分別用β1和β2、VTH1和VTH2以及VGS1和VGS2表示，則場效應管M1的漏極電流ID1和場效應管M2的漏極電流ID2可以按下式表示ID1＝β1(VGS1-VTH1)2……(1)ID2＝β2(VGS2-VTH2)2……(2)這里，閾電壓VTH1與VTH2的差值用△VTH表示，即VTH1-VTH2＝△′VTH……(3)漏極電流ID1和ID2之和等于恒定電流IO，柵-源電壓VGS1和VGS2之差等于射頻信號電壓VRF與本機振蕩器信號電壓VLO之差，即ID1+ID2＝I0……(4)VGS1-VGS2＝VRF-VLO……(5)由等式(3)、(4)和(5)，場效應管M1的漏極電流ID1和場效應管M2的漏極電流ID2可由下式得到;.OJ OFFID1＝｛β1/(β1+β2)｝·I0+｛β2/(β1+β2)｝2·(VRF-VLO+△VTH)2+[2·｛β2/(β1+β2)｝·(β1/β2)1/2·(VRF-VLO+△VTH)×[｛I0/(β1+β2)｝-(VRF-VLO+△VTH)2]1/2] ……(6)
ID2＝｛2·β2/(β1+β2)｝·I0-｛β2/(β1+β2)｝2·(VRF-VLO+△VTH)2-[2｛β2/(β1+β2)｝2·(β1/β2)1/2·(VRF-VLO+△VTH)×[｛(I0/(β1+β2)｝-(VRF-VLO+△VTH)2]1/2]] ……(7)參考等式(6)和(7)，第一項是直流分量，那么第二項可以被看作為與(VRF-VLO1+△VTH)2成正比的分量，而第三項可以認為是與(VRF-VLO1+△VTH)成正比的分量。
這里，式中第二項的(VRF-VLO1+△VTH)2可以按如下展開(VRF-VLO+△VTH)2＝VRF2+VLO2+△VTH2-2·VRF·VLO-2·VLO·△VTH+2·△VTH·VRF……(8)因此，如果射頻信號VRF和本機振蕩器信號VLO按下式給出，則可以得到如下式的兩信號的乘積VRF·VLO;
VRF＝|VRF|·cos(2π·fRF·t) ……(9)VLO＝|VLO|·cos(2π·fLO·t) ……(10)VRF·VLO＝|VRF|·|VLO|·cos(2π·fRF·t)·cos(2π·fLO·t)＝(1/2)|VRF|·|VLO|·[cos｛2π·(fRF+fLO)·t｝+cos｛2π·(fRF-fLO)·t｝] ……(11)
由等式(11)可知，每個漏極電流ID1和ID2都包含有頻率fRF與fLO之和(fRF+FLo)的分量和其之差|fRF-fLO|的分量。因此，在圖2所示的電路中，如果漏極電流ID1和ID2之一被轉化成電壓，那么經過濾波，就可以得到具有頻率fRF與fLO之和(fRF+fLO)或之差|fRF-fLO|的頻率分量的這種輸出信號。這就意味著在圖2所示電路中，射頻信號VRF的頻率fRF與本機振蕩器信號VLO的頻率fLO被彼此混合了。
在該實施例中，通過將漏極電流ID2轉換為電壓而獲得輸出信號VOUT，但不限于此，可以在場效應管M1的漏極和電壓源2之間設置負載電阻RL而將漏極電流ID1轉換成電壓。此外，可以采用場效應晶體管或類似元件作為動態負載來代替負載電阻RL。這說意味著只要可以將漏極電流ID1或ID2轉換成電壓而得到輸出電壓，就可以采用任何負載。
如上所述，根據該實施例，工作特性不同的場效應管M1和M2構成了一個差分晶體管對，且在其柵極上分別加有射頻信號和本機振蕩器信號，因此即使在本機振蕩器信號很小的情況下，也可以很容易地進行頻率轉換而不會產生任何問題。
(第二個實施例)圖3表示按照本發明第二個實施例的一種混頻器電路，該電路包括四個MOS雙柵場效應管M11、M12、M13和M14。其中，場效應管M11和M12構成了第一差分對，其源極共接于恒流源11a并被恒流源的恒定電流IOO所驅動。場效應管M13和M14構成了第二差分對，其源極共接于恒流源11b并被其中的恒定電流IOO所驅動。
第一和第二差分晶體管對的聯接是按如下方式完成的;
場效應管M11的第一柵極和場效應管M13的第一柵極共接于直流電壓源12(電壓VB)的正極，而場效應管M12的第一柵極和場效應管M14的第一柵極共接于電壓源12的負極，同時還共接于直流電壓源13(電壓VG)的正極。電壓源13的負極接地。
直流電壓源12與13串接，因此場效應管M11和M13的第一柵極都加有電壓源12和13兩者電壓VB和VG之和，即(VB+VG)，以作為直流偏壓，而場效應管M12和M14的第一柵極都加有電壓VG以作為直流偏壓。結果是，場效應管M11、M12、M13和M14的互導系數隨著所施加的直流偏壓幅值的變化而單調地增加或減少。因此，其漏極電流也隨直流偏壓幅度的變化而單調增加或減少。
場效應管M11的第二柵極和場效應管M14的第二柵極共接于射頻(RF)信號源14，從而在這兩個第二柵極與地之間施加了一個射頻信號(電壓VRF)以作為第一交流信號。場效應管M12的第二柵極和場效應管M13的第二柵極共接于本機振蕩器信號源15，從而在這兩個柵極與地之間加入了一個本機振蕩器(電壓VLO)以作為第二交流信號。
場效應管M12的漏極和場效應管M14的漏極直接共接于直流電壓源16(電壓VDD)。場效應管M11的漏極和場效應管M13的漏極通過負載電阻RL共接于直流電源16。
在該實施例中，場效應管M11和M13的漏極電流的總和通過負載電阻RL轉換為電壓，以便作為輸出電壓VOUT被外部電路取出。
構成第一差分對的場效應管M11和M12具有彼此不同的工作特性，而構成第二差分對的場效應管M13和M14也具有彼此不同的工作特性。但是，場效應管M12和M14具有彼此等同的工作特性，而場效應管M11和M13也具有彼此等同的工作特性。
下面將說明如上所示電路的工作原理。
首先，在第一差分對中，場效應管M11的漏極電流ID11可以用互導系數β11、柵-源電壓VGS11和閾電壓VTH表示成下式ID11＝β11(VGS11-VTH)2……(12)同樣，場效應管M12的漏極電流ID12也可以用互導系數β12、柵-源電壓VGS2和閾電壓VTH表示成下式ID12＝β12(VGS12-VTH)2……(13)而且，漏極電流ID11和ID12的電流之和等于恒定電流IOO，而柵-源電壓VGS11和VGS12之差等于射頻信號電壓VRF和本機振蕩器信號電壓VLO之差，即ID11+ID12＝I00……(14)VGS11-VGS12＝VRF-VLO……(15)互導系數β11是施加于第一柵極的直流偏壓(VB+VG)的函數并隨著電壓(VB+VG)的變化而單調變化，這如下式(16)所示，而互導系數β12是施加于第一柵極的直流偏壓VG的函數，并隨著直流偏壓VG的變化而單調變化，這如下式(17)所示β11＝β11(VB+VG) ……(16)β12＝β12(VG) ……(17)
這里，β11和β12的值是彼此不同的，且如果用K1(K1≠1)表示β11與β12的比，即K1＝β11/β12＝β11/β0……(18)，則可由下式得到漏極電流ID11和ID12;
ID11＝｛K1/(1+K1)｝·I00+｛K1·β0·(VRF-VLO)2/(1+K1)2｝+[2·β0·K1·(VRF-VLO)·｛1/(1+K1)2｝×｛(1+K1)·(I00/β0)-K1·(VRF-VLO)2｝1/2] ……(19)ID12＝｛2/(1+K1)｝·I00-｛K1·β0·(VRF-VLO)2/(1+K1)2｝-[2·β0·K1·(VRF-VLO)·｛1/(1+K1)2｝×｛(1+K1)·(I00/β0)-K1·(VRF-VLO)2｝1/2] ……(20)在等式(19)和(20)中，其第一項是直流分量。而且，其第二項和第三項可被視為分別與(VRF-VLO)2和(VRF-VLO)成正比的分量。
通過與上述相同的原理，可以得到由場效應管M13和M14構成的第二差分對的漏極電流。
可以按下式用互導系數β13、柵-源電壓VGS13和閾電壓VTH表示場效應管M13的漏極電流ID13ID13＝β13(VGS13-VTH)2……(21)
同樣，可以按下式用互導系數β14、柵-源電壓VGS14和閾電壓VTH表示場效應管M14的漏極電流ID14＝β14(VGS14-VTH)2……(22)除此以外，可以建立下列等式ID13+ID14＝I00……(23)VGS13-VGS14＝VLO-VRF……(24)互導系數β13是直流偏壓(VB+VG)的函數，并隨著(VB+VG)值的變化而單調變化，而互導系數β14是直流偏壓VG的函數，并隨著VG值的變化而單調變化。
這里，如果β13與β14之比等于K1，即K1＝β13/β14＝β13/β0……(25)，則可以按下式得出場效應管M13的漏極電流ID13和場效應管M14的漏極電流ID14ID13＝｛K1(1+K1)｝·I00+｛K1·β0·(VLO-VRF)2/(1+K1)2｝+[2·β0·K1·(VLO-VRF)·｛1/(1+K1)2｝×｛(1+K1)·(I00/β0)-K1·(VLO-VRF)2｝1/2] ……(26)ID14＝｛2/(1+K1)｝·I00-｛K1·β0·(VLO-VRF)2/(1+K1)2｝
-[2·β0·K1·(VLO-VRF)·｛1/(1+K1)2｝×｛(1+K1)·(I00/β0)-K1·(VLO-VRF)2｝1/2……(27)在等式(26)和(27)中，其第一項為直流分量，此外，其第二和第三項可被視為分別與(VLO-VRF)2和(VLO-VRF)成正比的分量。
由等式(19)、(20)、(26)和(27)，可以得出如下式所表示的場效應管M11和M13漏極電流ID11和ID13之和，即(ID11+ID13)以及場效應管M12和M14的漏極電流ID12和ID14之和，即(ID12+ID14);.oj offID11+ID13＝｛2K1/(1+K1)｝·I00+｛2·β0·(VRF-VLO)2/(1+K1)2｝ ……(28)ID12+ID14＝｛4/(1+K1)｝·I00-｛2·β0·(VRF-VLO)2/(1+K1)2｝ ……(29)在等式(28)和(29)中，(VRF-VLO)2一項可展開如下(VRF-VLO)2＝VRF2+VLO2-2·VRF·VLO……(30)這里，當射頻信號電壓VRF按等式(9)所示表示而本機振蕩器信號電壓VLO按等式(10)所示表示時，可以得出按等式(11)表示的兩信號的乘積VRF·VLO，結果是可以發現，漏極電流之和，即(ID11+ID13)和(ID12+ID14)分別含有頻率fRF和fLO之和(fRF+fLO)的分量和其之差|fRF-fLO|的分量。
因此，如果漏極電流ID11和ID13之和(ID11+ID13)或漏極電流ID12和ID14之和(ID12+ID14)被轉換成電壓的話，那么經過濾波，就可以得到具有頻率fRF和fLO之和(fRF+fLO)或之差|fRF-fLO|的頻率分量的一個輸出信號。這就意味著在第二個實施例中，射頻信號電壓VRF的頻率fRF與本機振蕩器信號電壓VLO的頻率fLO被彼此混合了。
在該實施例中，漏極電流ID11和ID13之和(ID11+ID13)被轉化成電壓以得到輸出信號VOUT，但并不限于此，可以在場效應管M12和M14的漏極與電壓源16之間加入負載電阻RL，從而將漏極電流ID12和ID14之和(ID12+ID14)轉化為電壓。此外，還可以采用場效應晶體管或類似元件作為動態負載來代替負載電阻RL。這就意味著只要可以將電流之和(ID11+ID13)或(ID12+ID14)轉化為電壓而得到輸出電壓，就可以采用任何形式的負載。
如上所述，根據該實施例，直流偏壓(VB+VG)和VG分別加在了構成第一差分對的雙柵場效應管M11和M12的第一柵極上，而在構成第二差分對的雙柵場效應管M13和M14的第一柵極上也施加了直流偏壓(VB+VG)和VG，結果是，第一和第二差分對中兩個場效應管中的每一個的互導系數都彼此不同，進而得到了具有平方特性的漏極電流之和。因此，即使在本機振蕩器信號值很小的情況下，也可以進行頻率轉換而不會產生任何問題。
(第三個實施例)圖4表示了按照本發明第三個實施例的混頻器電路，該電路包括兩個構成一個差分對的MOS雙柵場效應管M21和M22。場效應管M21和M22的源極共接于一個恒流源21，以便被其恒定電流I000所驅動。
場效應管M21的漏極直接連在直流電源24(電壓VDD)的正極。場效應管M21的第一柵極連接于直流電源23的正極以便由此施加一個直流偏壓V1。其第二柵極連接于射頻(RF)信號源22以便由此施加射頻信號(電壓VRF)。
場效應管M22的漏極通過負載電阻RL連接于電壓源24。其第一柵極連接于直流電源26的正極以便由此施加一個電壓值與直流偏壓V1不等的直流偏壓V2(即V1≠V2)。其第二柵極連接于本機振蕩器信號源25以便由此施加一個本機振蕩器信號(電壓VLO)。
場效應管M22的漏極電流通過負載電阻RL被轉換為電壓并作為輸出電壓VOUT被外電路提取。
下面將說明上述混頻器電路的工作原理。
首先，場效應管M21的漏極電流ID21可按下式用互導系數β21、柵-源電壓VGS21和閾電壓VTH表示ID21＝β21(VGS21-VTH)2……(31)同樣，場效應管M22的漏極電流可按下式用互導系數β22、柵-源電壓VGS22和閾電壓VTH表示ID22＝β22(VGS22-VTH)2……(32)這里，漏極電流ID21和ID22之和等于恒定電流I000，且柵-源電壓VGS21和VGS22之差等于射頻信號電壓VRF與本機振蕩器信號電壓VLO之差，即
ID21+ID22＝I000……(33)VGS21-VGS22＝VRF-VLO……(34)互導系數β21是加在場效應管M21上的直流偏壓V1的函數，而互導系數β22是加在場效應管M22上的直流偏壓V2的函數，即β21＝β21(V1) ……(35)β22＝β22(V2) ……(36)所加的偏壓彼此不同，結果是，互導系數β21和β22在數值上也彼此不同。因此，如果β21與β22之比用K2(K2≠1)表示，即K2＝β21/β22……(37)，場效應管M21的漏極電流ID21和場效應管M22的漏極電流ID22可由下式得到ID21＝｛K2/(1+K2)·I000+｛K2·β22·(VRF-VLO)2/(1+K2)2｝+[2·β22·K2·(VRF-VLO)·｛1/(1+K2)2｝×｛(1+K2)·(I000/β22)-K2·(VRF-VLO)2｝1/2] ……(38)ID22＝｛2/(1+K2)｝·I000-｛K2·β22·(VRF-VLO)2/(1+K2)2｝-[2·β22·K2·(VRF-VLO)·｛1/(1+K2)2｝×｛(1+K2)·(I000β22)-K2·(VRF-VLO)2｝1/2] ……(39)
在等式(36)和(37)中，其第一項是直流分量。第二和第三項可視為分別與(VRF-VLO)2和(VRF-VLO)成正比的分量。
這里，(VRF-VLO)2可按下式展開;.OJ OFF(VRF-VLO)2＝VRF2+VLO2-2·VRF·VLO……(40)這里，如在第一和第二實施例中所表示的，當射頻信號電壓VRF用等式(9)表示、而本機振蕩器信號電壓VLO用等式(10)表示時，則兩信號的乘積VRF·VLO可由公式(11)得到。結果發現，漏極電流ID21和ID22分別包含頻率fRF和fLO之和(fRF+fLO)的分量和兩者之差|fRF-fLO|的分量。
因此，如果漏極電流ID21和ID22之一被轉換成電壓，那么經過濾波，可以得到具有頻率fRF以及fLO之和(fRF+fLO)分量或之差|fRF-fLO|分量的輸出信號。這就意味著，圖4所示電路使得射頻信號VRF的頻率fRF與本機振蕩器信號VLO的頻率fLO彼此混合成為可能。
在該實施例中，漏極電流ID22被轉化為電壓以得到輸出電壓VOUT，但并不限于此，可以在場效應管M21的漏極和電源24之間設置負載電阻RL，進而將漏極電流ID21轉化為電壓。此外，可以采用一個場效應晶體管或類似元件作為動態負載來代替負載電阻RL。這就是說，只要可以將漏極電流ID21或ID22轉化為電壓以便得到一個輸出電壓，就可以采用任何形式的負載。
如上所述，按照該實施例，在構成差分對的雙柵極場效應管M21和M22的第一柵極分別施加不同的直流偏壓，結果是，場效應管M21和M22各自的互導系數β21和β22彼此不同，進而獲得具有平方特性的漏極電流。因此，即使在本機振蕩器信號值很小的情況下，也可以進行頻率轉換而不會產生任何問題。
按照上述各實施例，每一個混頻器電路都使用了N-通道MOS場效應管，但不限于此，為此還可以采用具有任何通道極性的場效應管，也可以采用除MOS型外的其它任何類型的場效應管。例如，可以采用金屬半導體(MES)場效應管或異結場效應管，例如高電子遷移率晶體管(HEMT)。此外，不僅可以采用由元素半導體(例如硅)構成的場效應管，而且還可以采用由化合物半導體(例如砷化鎵GaAs)構成的場效應管。
權利要求
1.一種混頻器電路，它包括一個由工作特性彼此不同、且源極共接的第一場效應晶體管和第二場效應晶體管組成的差分對；所說的第一場效應晶體管在其柵極上施加有一個第一交流信號；以及所說的第二場效應晶體管在其柵極上施加有一個第二交流信號。
2.如權利要求1所述的混頻器電路，其特征在于輸出信號是通過將所述第一和第二場效應晶體管之一的漏極電流轉化為電壓而提取出來的。
3.如權利要求1所述的混頻器電路，其特征在于所說的第一和第二場效應晶體管的互導系數彼此互不相同。
4.如權利要求3所述的混頻器電路，其特征在于所說的第一和第二場效應晶體管的閾電壓彼此互不相同。
5.一種混頻器電路，它包括一個由源極共接在一個第一電流源上的一個第一雙柵極場效應晶體管和第二雙柵極場效應晶體管構成的第一差分對;一個由源極共接在一個第二電流源上的一個第三雙柵極場效應晶體管和第四雙柵極場效應晶體管構成的第二差分對;所說的第一和第三場效應晶體管各自的漏極彼此相連，而第二第四場效應晶體管各自的漏極彼此相連;以及所說第一和第三場效應晶體管各自的第一柵極加有一個第一直流電壓，而所說第二和第四場效應晶體管各自的第一柵極加有一個電壓值與所說的第一直流電壓不同的第二直流電壓。
6.如權利要求5所述的混頻器電路，其特征在于輸出信號是通過將所說第一和第三場效應晶體管漏極電流之和與所說第二和第四場效應晶體管漏極電流之和中的一個轉換為電壓來提取的。
7.如權利要求5所述的混頻器電路，其特征在于所說的第一和第三場效應晶體管的工作特性彼此相同，而所說的第二和第四場效應晶體管的工作特性彼此相同。
8.如權利要求7所述的混頻器電路，其特征在于所說的第一和第三場效應晶體管的互導系數彼此相同，而所說的第二和第四場效應晶體管的互導系數彼此相同。
9.如權利要求8所述的混頻器電路，其特征在于所說第一和第二場效應晶體管各自的互導系數之比與所說第三和第四場效應晶體管各自的互導系數之比是彼此相同的。
10.一種混頻器電路，它包括構成一個差分對的一個第一雙柵場效應晶體管和一個第二雙柵場效應晶體管;所說第一和第二場效應晶體管各自的源極共接在一個電流源上并由該電流源所驅動;所說第一場效應晶體管的第一柵極加有一個第一交流信號，而其第二柵極加有一個第一直流電壓;以及所說第二場效應晶體管的第一柵極加有一個第二交流信號，而其第二柵極加有一個電壓值與所說第一直流電壓不同的第二直流電壓。
11.如權利要求10所述的混頻器電路，其特征在于輸出信號是通過將所說第一和第二場效應晶體管之一的漏極電流轉換成電壓來提取的。
全文摘要
一種具有由工作特性或互導系數不同且共源極的第一和第二場效應晶體管(FET)構成的差分對的混頻器電路。該二場效應管被恒流源驅動。在該第一管的柵極加有射頻信號，而在該第二管的柵極加有本機振蕩器信號。輸出信號是把第一或第二管的漏極電流轉換成電壓來提取的。在第一和第二管上都可獲得這種具有平方特性的漏極電流，因此即使在本機振蕩器信號值小于幾伏電壓的情況下，電路都可運行而不會產生任何問題。
文檔編號H03D7/14GK1078582SQ9310172
公開日1993年11月17日 申請日期1993年1月14日 優先權日1992年1月14日
發明者木村克治 申請人:日本電氣株式會社