專利名稱：用于自動高精度頻率微調的方法和電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及借助于一個集成電路中能調諧頻率的模擬電路來實現自動高精度頻率細調諧的一種方法和電路。
在電子信號處理領域中，例如，在調節各調諧器或調諧頻率發生器時，經常需要精確地調諧(調準)各頻率或與頻率有關的電路。通訊AFJ(自動細調諧)技術，例如可以McGraw-Hill〔馬克哥堯希爾〕圖書公司出版的K.Blair Benson〔克.勃雷爾本桑〕著的“電視工程手冊〔Telerision Engineering Handbook〕tx13、17頁查到。其中對并聯諧振電路中的相位移進行了計算。
圖1表示一個適當的方框電路圖。例如由調諧一個電視聲信號所感生的一個輸出信號10被送到一個諧振電路11和一個相位檢測器12的第一輸入。該諧振電路被調整到所期望頻率。諧振電路11的輸出信號被送到該相位檢測器的第二輸入。該相位檢測器的輸出信號通過一個低通濾波器13過濾波后并用作調諧輸入信號10的調節變數14。適合于這種情況的一個電路可以是，例如，一個FM(頻率調制)解調器15，它可以被一個調節變數調諧并饋給一個為解調用的信號16和調節變數14。
但在這項具體應用中，從這種先有技術情況只能獲得一個的150KHz的調諧精度。除此以外，那種已知的AFT(自動頻率調諧器)電路不能被充分集成。例如，接到一個集成電路上的兩個連接要求一個外部諧振電路。
再一個已知的解決方案是由數字計算的方法計算被調諧的頻率，并由此向再調節它來構成的。但是，化費在電路上和集成電路中所需的相應芯片面積的代價是高的。為這種數字AFT電路所耗電流也是相當大的。
本發明的目的在于給定一種獲得自動高精度頻率細調的方法，它在集成電路中的電流流量既小，而在電路上的化費也小。
原則上，按照本發明的方法對于例如某一電視頻道的自動高精度頻率細調的目的，對于在一個集成電路中能調諧頻率的一個模擬電路，至少有一個調節變數用于該可調諧頻率的模擬電路根據一個高精度的基準頻率關系而被形成和儲存，所述的變數的數值也被該集成電路中的一個基準電路部件所感生，以及為了細調起見連續地切換到各種不同的運行方式。
按照本發明的方法將開發出許多進一步的優點。
本發明的進一步目的在于按本發明的方法給定一個電路。
按照本發明的電路原則上是設置一種模擬電路23、33，其中，借助一個可調變數來調諧頻率，具有用于高精度基準頻率fch的饋給點，一個第一、第二和第三切換制，一個第一T1、第二T2和第三T3自動增益控制放大器，一個第一CL和一個第二CH比較器，一個總加(加法)器21和設有一個內部電容器Cint，借此而一個輸出電壓V1從模擬電路23送到第一T1和第二T2自動增益控制放大器以及第一CL和第二CH比較器的各自第二輸入;
在額定方式下，一個基狀電壓Vref被送到第一自動增益控制放大器T1的第一輸入251;
在校正方式下，一個由基準電壓Vref和一個補償電壓Vof組成的一個組合電壓被送到第二自動增益控制放大器T2的第一輸入252;
在測量方式下，由基準電壓Vref和門檻電壓Vth之間差值構成的一個電壓差被送到第一比較器CL的第一輸入254，以及由基準電壓Vref和門檻電壓Vth形成的總加電壓被送到第二比較器CH的第一輸入253;
在額定方式下，從第一自動增益控制放大器T1來的一個輸出信號被送到第三切換開關的第一輸入N;
在校正方式下，從第二自動增益控制放大器T2來的一個輸出信號被送到第三切換開關的第三輸入C;
來自第三切換開關的一個輸出信號被送到第三自動增益控制放大器T3的一個輸入;
該第三自動增益控制放大器T3的一個輸出信號被送到總加器21的第一輸入;
根據內部電容器Cint的大小導出的并被因數K修正的一個信號被送到總加器21的第二輸入;
總加器21的輸出信號被送到模擬電路23的一個控制輸入;
在額定方式下，一個擬在該模擬電路23中處理的所需信號被送到第一切換開關的第一輸入N;
在校正方式和測量方式下，一個附加(輔助)的信號頻率被送到第一切換開關的第二輸入C.M;
在校正方式下，該高精度基準頻率fch或由其導出的一個頻率被送到第二切換開關的第一輸入C;
從第一切換開關的輸出信號導出的一個信號頻率被送到第二切換開關的第二輸入N，M;
從第二切換開關出來的一個輸出信號被送到模擬電路23。
第一和第二比較器的各輸出信號則例如可被用來調諧一臺電視設備調諧器的振蕩器。
按照本發明電路進一步開發的優點可從附屬權利要求9到11導出。
本方法適用于集成電路并使一個自動頻率細計能夠應用模擬電路，在這些電路中能夠調諧頻率，例如各種FM解調器或頻率發生器。按照本發明進行的AFT電路包含一個調節回路，該回路利用其中產生的調節變數自動地工作。該調節變數可附帶地由一個在集成電路的芯片載體上基準部件(例如一個基準電容)感生。從而在這個基準部件的相應值以內，由于集成電路的制造所產生的產品容差被表示出來。作為一個基準，該AFT電路在校正分式下被送入一個具有所需精度的基準頻率。為此，提供了三種運行方式，以便能執行該AFT功能。
a.額定方式，b.校正方式，c.測量方式。
在校正方式下，該模擬電路首先被調諧頻率，該調諧一直保持到再轉換成校正方式。接著，在測量方式下，借助于先前調諧了的模擬電路確定下被細調的一個頻率的電流值。然后，根據所確定的值是否是小于、等于或大于擬被細調的頻率所期望的值來進行合適的細調。隨后，數模到額定方式，在此方式中該模擬電路進行其有效的工作。
有利的是，該調諧和細調是由通過應用一個儲能電容器的電流和由跨導放大器來控制(激勵)。
借助于下面所示附圖來闡述本發明的各實施例。
圖1是一已知的AFT電路;
圖2是按照本發明作的AFT電路;
圖3是按照本發明作的AFT電路尖用于電視設備中擴展的集成電路。
下面首先闡述用于調諧一個FM解調器和用于細調中產生各種信號的AFT電路的三種運行方式。舉例來說，如果一臺電視設備被接通，或者該電視設備中的接收頻道被改變，那么首先，短時選定該校正方式(這個選擇，使其它各運行方式的選擇有利地自動產生)。因此，該FM解調器借助于一個精確基準頻率(例如彩色副載頻)被一個調節變數和為此調節變數所存儲的一個數值實現精細調諧。
隨后，選擇該測量方法一段短時間，利用先前調諧的FM解財器的輸出電壓，兩個比較器檢測是否IF頻率、進而以及調諧器振蕩器的頻率必須被保持、降低或是增加。
在該調諧器振蕩器已被調諧之后，轉換到額定方式。
1.額定方式在圖2中，切模位置“N”相應于這種運行方式。全部電路的作用如同具有中頻率范圍自動調諧的一個FM解調器。4.5MHz帶通濾波器的IF輸出聲信號20用作諸如信號源。這個輸出信號在一個混頻器221中被轉換成920kHz，該混頻器還接收一個彩色副載頻振蕩器的頻率fch＝3.57954.5MHz，在具有品質因數Q＝3的帶通濾波器222中濾過，然后形成一個在所解調器23中解調的輸入信號fS。
該FM解調器23包括一個內部的電流控制的振蕩器(未示出)，它具有自由振蕩狀態頻率f1＝kd＊Icon/Cint (1)式中，kd是第一常數，Icon為FM解調器23的精制電流，以及Cint＝Cnom+/-△C (2)它是一個內部的電容器，被集成在該電路上(未示出)，具有額定值Cnom和絕對產品容差+/-△C。
該振蕩器的自由振蕩狀態頻率，以及因此而該FM解調器的調諧可被同步到輸入信號fs的頻率，是在下述情況發生的，即｜fS-f1｜更小或是△f1(3)式中△f1＝同步范圍。
如果輸入信號fS為頻率調制的，則fS＝fc+△fS(t)成立 (4)式中fc為中范圍頻率，△fS是頻率偏移對于同步的振蕩器的頻率f′1，只要是△fS更小或是△f1，則f′1＝fS成立。然后，低通濾過的輸出電壓V1代表解調的聲信號V1＝-kf＊(f1-fc)+Vref (5)式中，kf是該解調特性曲線的梯度，以及Vref是一基準電壓。
為了更好地理解，在圖2的該AFT電路中不加入IF輸出聲信號20在起始處。由第一跨導放大器T1、一個儲能電容器(stor、第三跨導放大器T3和FM解調器23形成一個調諧回路。該基狀電壓Vref被送到第一跨導放大器的輸入251。如果在中頻fc和自由振蕩狀態頻率f1之間，有頻率差在這個范圍0更小或｜f1-fc｜更小或△f1(6)出現，則該自動調諧回路修正該自由振蕩狀態頻率f1成為f1＝fc以下述方式若輸出電壓V1按照方程式(5)改變，則利用一個最大輸出電流諸如+/-0.5μA，第一跨導放大器T1具有跨導K1)將一個外部儲能電容器26(Cstor)充電到存儲電壓Vc＝(V1-Vref)＊K1/(p＊Cstor) (7)式中p為復合頻率。根據該存儲電壓Vc，第三跨導放大器T3(具有跨導K3)產生一個修正電流Icor＝k3＊Vc (8)它在一個總加器21中被加了諸如一個控制電流Icono，該控制電流計及了產品容差，然后形成解調器控制電流Icon＝k＊Icono+Icor (9)該控制電流Icon也能用于調諧該濾波器222。第一241和第二242乘法器即此在額定方式中的控制電流乘以因數k＝1。
從方程式(10、(2)、(5)和(7)到(9)通過適當的代換可以獲得修正的自由振蕩狀態頻率f1c＝kd/Cnom+/-△c)＊(Icono-k3＊k1＊kf＊(f1-fc)/(p＊Cstor) (10)典型值是Kd＝1，fS＝920KHz，Cint＝Cnom＝10PF，Icom＝Icono，f1＝fS，V1＝Vref，Cstor＝1nF在該調諧回路中極限頻率處于20Hz，以便避免各種聲信號在修正電流Icor中建立畸變。
修正電流Icor還可有利地用于調諧該濾波器222，例如應用一個第二總加器把解調器控制電流Icon直接送到該濾波器(未示出)即可。
FM解調器23的信噪比大體上反比于同步范圍△f1。為些，△f1應做得盡量小。
如果不用該自動調諧回路，并且Icoro(而不是修正電流Icor)是決定于內部電容(int的絕對值的一個恒定電流，則可從方程式(1)和(2)看出，該自由振蕩狀態頻率f1決定于該絕對容差△C，該容差的數值約為+/-15%。
已知的這些條件及為了保證更好的同步，△f1不應降到低于下述的最低值△f1＝△fS+(△C/Cnom)＊fc(11)以下述數值代入可求得△f1的有利數值△f1＝70KHz+0.15＊920KHz＝208KHz現假設該解調器控制電流Icon與內部電容器Cint成比例。因此，方程式(11)右邊的第二基改變及同步范圍△f1變成△f1較大或是△fS+df1＊fc(11a)式中，df1代表一項頻率偏移，是由于在FM解調器23和產生與熱漂移和產生效應相關的解調器控制電流Icon的各部件之間的不一致行為所造成的。df1的最大數值是5%左右，所以上述數值改變成△f1＝70KHz+0.05＊920KHz＝116KHz如果現在該自動調諧回路也在運行中，則df1失去它的意義并且在方程式(11a)中變為零，則△f1的數值即變成wfh △f1＝70KHz2.校正方式該AFT電路能被校正。在圖2中，開關位置C相應于這個運行方式。為此采用了一個精確的已知頻率。舉例來說，一個彩色振蕩器的晶體穩定頻率fch＝3.57945MHz在第一分頻器22中被減小到五分之一。這就造成校正頻率fca1＝715.909KHz。例如該解調器控制電流Icon在第一乘法器241和第二乘法器242中被一因數K＝0.78所降低。因此，校正的自由振蕩狀態頻率變成f1ca1＝0.78＊f1＝717KHZ (12)基于該頻率偏移△F＝fmea-fca1(13)在校正頻率fca1(715.909KHz)和一個AFT測量頻率fmea之間，補償電壓Vref-Vof被送到第二跨導放大器T2的輸入252，根據方程式(5)，Vof的結果為Vof＝△F＊kf(14)
第二跨導放大器T2提供最大的輸出電流，例如具有跨導K2提供電流+/-3000μA，并且對儲能電容器26(stor)充電，以改對修正、校正的自由振蕩狀態頻率，下述成立f′leal＝f1ea1+Vof＊kf(15)類似于方程式(10)，下述成立f′11＝kd/(Cnom+/-△C)＊(Icono-k3＊k2＊(kf＊(f1ea1-fca1)-Vof/(p＊Cstor)) (16)mhgfd FM解調器23和產生解調器控制電流Icon的各部之間不一致行為造成的理論上頻率失調將為fleal+△F-fcal＝dfleal＊fca1(17)＝0.05＊717KHz＝35-9KHz并且如額定方式者相同而被該自動調諧有利地消除。中間頻率fIF＝45.76KHz被送到一個中間頻率輸入24，并且所述的頻率在其后的第二分頻器223中例如被因數n＝16所降低。這個降低的頻率在混頻器221中與彩色振蕩器頻率fch混頻，該混頻器給FM解調器23的輸入提供一個測量頻率fmea＝fIF/1b-fch(18)舉例假定f-m-e-a＝45.75MHz/1b-3.579545MHz＝720.17KHz和Kf＝20mv/KHz，則△F＝4.261KHz和Vef＝85mv。
該調諧回路的極限頻率是一個因數K2/K1＝300μA/0.＝600倍高于額定方式者，并且等于10KHz左右。這可獲得有利的短的校正時間t(a)小于10/f1ea1，它相當于約1ms。
3.測量方式在AFT電路投到測量方式運行之前，它必須按上述2進行校正。
在圖2中，開關位置“M”相應于“測量方式”的工作方式。在測量方式下的信號源或是一個中間頻率VCO(電壓控制振蕩器)或是在中間頻率輸入24處的一個放大和有限定的中頻信號。這個中頻信號的頻率fIF在第二分頻器223中被分頻因數n(例如n＝16)所降低，并在混頻器221中與彩色振蕩頻率fch混頻，該混頻器施加測量頻率fmea＝fIF/16-fch到FM解調器23的輸入，如在校正方式中一樣。
當fIF＝45.75MHz，n＝1b和fch＝3.579545MHz時，fmea＝720.17KHz同前。
控制電流Ieono連同FM解調器23的內部振蕩器的自由振蕩狀態頻率f1mea被K＝0.78來乘，如校正方式者同。
當該自動調諧回路在測量方式中斷時，該存儲電壓Vc保持常數，并且f1mea等于f′lcal例如，方程式(16)所示。敘述在節2中的補償電壓Vof被這樣地選擇，以致在測量方式中，從中間頻率fIF導出的信號來的標稱測量頻率fmeanom等于flcal。輸出電壓V1被附加地送到第一比較器CL和第二比較器CH。第一比較器還在其輸入254上接收電壓Vref-Vth，以及第二比較器在其輸入253上接收電壓VreftVth，因此，Vth是個門檻電壓。具有門檻電壓Vth的這兩個比較器CL和CH檢測是否fmea具有比此校正值(fmea近似等于fmeanom)，是過高或是過低。
如校正方式中所述，若該解調器特性曲線的梯度Kf＝20mv/KHz，則選擇Vth＝kf＊1kHz＝20mv作為門檻電壓較好。
如果｜fmeanom-fmea｜較大或是1kHz，則該比較器的輸出信號電平產生跳躍。
由此引起的中間頻率失調是△fIF＝n＊Vth/Kf，在上述例中得到△fIF＝16KHz。
如果FM解調器被設計成同步范圍具有△f1的值，則AFT電路可再調節中間頻率失調直到為n＊△f1。
例如，對于n＝16，△f1＝100Hz是一個有利值。
有利地是，在圖2中，對該集成電路，該基準電壓Vref具有該運行電壓Vcc的一半。
送到混頻器221和第一分頻器22的頻率fch也能用另一個晶體穩定源來的各頻率來代替，送到該混頻器并代替第一分頻器的輸出信號。
對于在輸入20和24的其它輸入頻率，在濾波器222的輸出和第一分頻器22處產生相應的修正頻率，對因數K產生一個合適的修改值，以及對第一分頻器22產生一個修改的分頻因數。例如，對于具有CCIR標準B/C的一臺電視標準，產生如下數值
在混頻器221的輸入223上頻率5.875MHzfIF＝38.9MHzfmeanom＝38.9MHz/1b-2.9375MHz＝506KHzfcal＝500KHz△F＝6KHzVof＝6KHz＊Kf＝mvK在額定方式1.00K其它1.01在圖3中，重現了一個集成電路的一部分，其中說明了借助于按照本發明的AFT電路(僅額定方式)構成的一個伴音解調。
一個變頻器38在其輸入處接收一個IF信號，并饋送濾波的輸出信號，例如一個4.5/5.5/6.0MHz的音頻IF信號，到第一混頻器321的第一輸入。該混頻器可以相應于圖2中的混頻器221，第一混頻器321在其第二輸入處接收從VCO電路372來的輸出信號，該電路372提供一個合適的混合頻率。這個輸出信號通過一個頻率分配器373傳送到第二混頻器374的第一輸入，混頻器374在其第二輸入口接收從基準振蕩器371來的一個信號。第二混頻器374的輸出信號通過回路濾波器375送到VCO電路372，哪里閉合成一個調節回路。這個調節回路執行圖2所述的自動調諧回路的功能。第一混頻器321的輸出被送到濾波器322，它的功能相當于圖2中的濾波器222。然后，該濾波的信號通過一個限幅器391送到FM解調器33。這個FM解調器相當于圖2中的FM解調器23。FM解調器33的輸出信號的頻帶相繼地被第一低通濾波器393和第二低通濾波器392所限制。音頻信號可在第一低通濾波器的輸出上拾取，以及被送到FM解調器33和濾波器322上為細調用的調整電壓可在第二低通濾波器的輸出上拾取。在第一低通濾波器中的極限頻率置于諸如100KHz，第二低通濾波器中者，例如為20KHz。屬于第二低通濾波器392的一個電容器也能從外部連接到該集成電路上。
就立體聲或雙頻道的音頻信號來說，例如，具有雙聲載體技術，則濾波器322，限幅器391，FM解調器33，第一低通濾波器393和第二低通濾波器392從而完全可以設置雙份。
權利要求
1.一種自動高精度頻率細調的方法，其特征在于，為了調諧在一個集成電路中能被調諧頻率的模擬電路(23，33)，至少一個取決于高精度基準頻率(fch)的調節變數(Icon)被形成并儲存在該集成電路中，該變數數值也受該集成電路中的一個基準電路部件(Cint)的感應影響，并且為了細調諧，不同的運行方式(C，M，N)可連續地被切模。
2.如權利要求1的方法，其特征在于提供出三個運行方式(C，M，N)。
3.如權利要求2的方法，其特征在于，提供出校正方式(C)，測量方式(M)和額定方式(N)的各運行方式，藉此而在校正方式中，基準頻率(fch)或從基準頻率導出的一個頻率(fca1)用于調諧該模擬電路(23，33)，以及在保持這個調諧的同時，在測量方式中，利用先前調諧的模擬電路實現細調，并從而在額定方式中，該模擬電路按其已知的功能被使用。
4.如權利要求1到3中的一個或數個權利要求的方法，其特征在于，在起始調諧到欲被細調的該頻率的時候，或在調諧到欲被細調的一個修改頻率的時候，至少只一次連續地切換校正方式(C)，測量方式(M)和額定方式(N)。
5.如權利要求1到4中的一個或數個權利要求的方法，其特征在于，各調節變數是各控制電流(Icono，Icor，Icon)。
6.如權利要求1到5中的一個或數個權利要求的方法，其特征在于，該基準電路部件是一個電容器(Cint)。
7.如權利要求1到6中的一個或數個權利要求的方法，其特征在于，該頻率可調諧的模擬電路是一個具有一個內部的電流控制振蕩器或一個電流控制頻率發生器的FM解調器(23，33)。
8.如權利要求1到7中的一個或數個權利要求的方法用的電路，設置一個模擬電路(23，33)，它的頻率能用下述進行調諧即一個調諧變數(Icon)，一個為高精度基準頻率(fch)用的饋給點，第一、第二和第三切換開關，第一(T1)第二(T2)和第三(T3)自動增益控制放大器，第一(CL)和第二(CH)比較器，第一總加操在(加法器)(21)和具有一個內部電容器(Cint)，從而一個輸出電壓(V1)從該模擬電路(23)被送到第一(T1)和第二(T2)自動增益控制放大器以及第一(CL)和第二(CH)比較器的各自第二輸入;在額定方式中，一個基準電壓(Vref)被送到一自動增益控制放大器(T1)的第一輸入(251);在校正方式中，由基準電壓(Vref)和補償電壓(Vof)組成的一個組合電壓被送到第二自動增益控制放大器(T2)的第一輸入(252);在測量方式中，在基準電壓(Vref)和門檻電壓(Vth)之間的差值形成的一個差電壓被送到第一比較器(CL)的第一輸入(254)，以及由基準電壓(Vref)和門檻電壓(Vth)之和形成的總加電壓被送到第二比較器(CH)的第一輸入(253);在額定方式中，第一自動增益控制放大器(T1)的輸出信號被送到第三切換開關的第一輸入(N);在校正方式中，第二自動增益控制放大器(T2)的輸出信號被送到第三切換開關的第三輸入(C);第三切換開關的輸出信號被送到第三自動增益控制放大器(T3)的一個輸入上;第三自動增益控制放大器(T3)的輸出信號被送到總加器(21)的第一輸入;從內部電容器(Cint)的大小導出并被一因數(K)修改的一個信號被送到總加器(21)的第二輸入;總加器(21)的輸出信號被送到模擬電路(23)的一個控制輸入;在額定方式中，擬被在模擬電路(23)中處理的一個所需信號被送到第一切換開關的第一輸入(N);在校正和測量方式中，一個補充(輔助)信號頻率被送到第一切換開關的第二輸入(C，M);在校正方式中，基準頻率(fch)或由其導出的一個頻率(fca1)被送到第二切換開關的第一輸入(C);從第一切換開關的輸出信號導出的一個信號頻率(fs)被送到第二切換開關的第二輸入(N，M);第二切換開關的一個輸出信號被送到該模擬電路(23)。
9.如權利要求8的電路，其特征在于，該第一、第二和第三自動增益控制放大器是跨導放大器，并且這些跨導放大器的輸出信號和在總加器(21)的第一和第二輸入處的信號以及總加器的輸出信號都是電流。
10.如權利要求8或9的電路，其特征在一，該組合的電壓是一個差電壓。
11.如權利要求8到10中的一個或更多個權利要求的電路，其特征在于，被一個因數(K)修改的信號是在一個乘法器(241)中被因數(K)乘得的信號。
全文摘要
已知的模擬自動頻率微系統是不精確的并要求諧振電路更不能被充分集成。數字型微系統精度高但芯片面積和功率消耗都大。為了進行高精度頻率微調，能被調諧頻率的模擬電路，如FM解調器，在一個集成電路中利用控制電流進行調諧。該電流決定于合適精度的基準頻率和該芯片上的基準電容。選定頻率后，該模擬電路被校正和在測量方式下進行頻率微調，隨后該模擬電路投入額定方式運行。
文檔編號H03J7/02GK1063786SQ9210067
公開日1992年8月19日 申請日期1992年1月29日 優先權日1991年1月29日
發明者盧道爾夫·考波利茨, 馬丁·理格, 瑟比納·羅斯 申請人:德國湯姆森-勃朗特有限公司