專利名稱：正交失真消除系統的制作方法
技術領域：
本發明涉及適用于改進的電視信號使用的正交失真消除系統，該改進的電視信號包含有與圖象載波信號正交調制的信息。
最近，隨著對于發展一種新的用于傳輸高清晰度電視信號的電視制式的興趣的增加，已經出現了幾種提議，以便包含調制在一個與圖像載波正交的付載波之上的輔助視頻信息。這種典型的系統的一個在由M·A lsnardi等人發表在IEEE學報《消費電子學》的卷34№1，2/88第111-120頁上的題為“在ACTV系統中的一種解碼方案”的文章中所描述。另一個由Y·Yasumoto等人發表在IEEE學報《消費電子學》，卷34，№1，2/88第121-127頁上的題為“一種與全NTSC兼容的寬的寬高比電視系統”的文章所描述。
標之以“已有技術”的
圖1是一個典型的視頻信號的傳輸與接收系統的方框圖，其中的信息是同圖像載波信號正交調制的。圖1表示的系統實際上與名稱為“多路信號處理設備”的美國4，882，614號專利中的系統是相同的。在圖1所示的系統中，主視頻信號S1(t)由調制器114調制在由源118提供的圖像載波信號2COS(2πfot)上。舉例而言，信號S1(t)可以是一個標準的NTSC全電視信號。由調制器114提供的雙邊帶信號被一殘留邊帶(VSB)濾波器121濾波。濾波器121產生一個具有雙邊帶部分的VSB信號，它占有高于和低于圖像載波信號頻率大約750KHz的頻帶寬度，而且其中一個單邊帶部分占有低于圖像載波約750KHZ和高于圖像載波4.2MHZ間的頻帶寬度。對于VSB濾波器121的一個典型的頻響特性在圖3C中示出。
第二個調制器116利用一個附加視頻信號S2(t)調制一載波信號2SIN(2πfot)。對于圖像載波信號，該載波信號2SIN(2πfot)是處于正交的情況(即位移90°)。舉例而言，附加視頻信號可以包括一高清晰電視信號的相當高的頻率信號成分的相關信息，或者是用來將視頻信號寬高比從4∶3的標準轉變成寬屏幕的16∶9的標準的信息。
在由圖1示出的實例系統中，由調制器116形成的雙邊帶調制的附加信號被送到一個反向奈奎斯特濾波器122。反向奈奎斯特濾波器具有的頻響是多數電視接收機的奈奎斯特濾波器的頻響的復數共軛關系(關于圖像載波)。可具有如圖3a所示的頻響特性曲線的濾波器122產生出一個輸出信號，信號相加電路124將此信號加到由VSB濾波器121提供的信號上。
由加法器電路124提供的信號是該發射機的輸出信號。經一個包含一直接信號傳送通路和一個反射通路的多路通路126，該輸出信號被送至電視接收機，其中的反射通道會在所接收的電視信號中產生多路失真。
當信號由一個電視機的調諧器(未示出)接收時，它被加至一個中頻(IF)放大器127。在圖1所示的接收機實例中，IF放大器127包含有兩個濾波器，一個奈奎斯特濾波器128和一個帶通濾波器129。奈奎斯特濾波器128將接收的VSB信號轉變成一個信號，當解調時，該信號生成一個在其從0MHZ至4.2MHZ的頻譜中基本無經由這些系統處理的信號僅在視頻信號的同相分量中包含有意義的信息。正交相位成分的存在僅是由于標準電視信號是采用殘留邊帶調制發射的，并因而具有相對于圖像載波為非均等的邊帶。
如圖1所示，同相載波信號RCi是從由圖像載波提取電路123所接收的調制的視頻信號中恢復的。該信號由移相器125進行90°的相移，以產生正交相位載波信號RCq。在沒有明顯多路失真的情況中，已恢復的載波RCi和RCq在實際上分別同被調制以產生發射的視頻信號的載波信號2COS(2πfot)和2SIN(2πfot)具有相同的頻率和相位。然而，當一嚴重的重影信號干擾接收的電視信號時，所恢復的載波信號RCi和RCq相對于原來的載波信號可能有嚴重的相移。因為由接收機提取的載波是主載波信號和重影載波信號的矢量和，所以便產生恢復的載波信號和原來的載波信號間的差異。當一個相對于主載波信號被相移的重影載波信號有著可觀的幅度時，則在來源于矢量和的載波和發射的載波信號間便會產生實際的差異。這種相位差在被檢波的同相信號和正交相位信號之間可產生嚴重的串擾失真。
如上所述，為避免同相與正交信號間的串擾，如圖1所示的接收器包含有分離的IF濾波器，和可預定分離的IF放大器。既便是采用這些分離的濾波器，如果在使用于發射機中的反向奈奎斯特濾波器122和使用在接收機中的奈奎斯特濾波器128之間分別存在有斜率和/或斷點的失配，仍然會有正交相位的信號進入同相信號的串擾。
為了附加信號而采用分離的IF濾波器和IF放大器，會增加接收機的成本并使其設計復雜化。設計的復雜化是由于信號S1′(t)衰減的基帶信號。
在由圖1所示的高清晰度電視接收機的實例中，奈奎斯特濾波器還降低調制的附加信號S2(t)的幅度。進一步，如果該奈奎斯特濾波器128被與同發射機中的反向奈奎斯特濾波器122相匹配，通過使調制的正交信號的邊帶關于圖像載波對稱，濾波器128將顯著地降低正交信號進入同相信號的串擾。
帶通濾波器129只允許同相信號的雙邊帶部分和反相奈奎斯特濾波的雙邊帶正交信號通過。由中頻放大器127(IF)的濾波器128和129提供的信號被分別送至同步解調器130和132。
解調器130和132分別地將由奈奎斯特濾波器128提供的信號和帶通濾波器129提供的信號同已恢復的同相圖像載波RCi和正交圖像載波信號RCq相乘。由解調器130和132產生的信號分別由低通濾波器138和140濾波，以便分別產生同相的和正交相位的基帶信號Ri和Rq。信號Ri和Rq經去重影濾波器142處理，以產生恢復的基帶信號S1′(t)和S2′(t)。
用于在標準電視信號中消除多路失真的系統(即重影消除系統)，當它們既工作于同相的又工作于正交相位的所接收電視信號的分量時，它們則處于工作的最佳狀態。一個引起多路失真的反射物可加一個正交相位的延時和衰減的變形分量進入到一電視信號的同相分量中。重影信號的相位相對于原來信號的移動的量決定著在重影信號中的同相信號與正交相位信號的相關比例。
采用一個工作于同相視頻信號和正交相位視頻信號復數濾波器以校正多路失真的實例系統已經由授予Ng等人的4，703，357號美國專利和授予chao等人的4，864，403號美國專利所披露。和S2′(t)的傳輸通路不同。因此，兩個濾波器的成組延遲特性必須是相匹配的或是相補償的，以便確保由信號S1′(t)和S2′(t)產生的圖像在顯示上恰當地對準。
本發明體現在一個用于接收一電視信號的設備中，該電視信號具有調制在與該電視信號的圖像載波信號有正交相位關系的、已經濾波的一個載波信號上的信息，以便在發射之前在它的邊帶中有不均等的能量。該接收的視頻信號被加到第一和第二同步檢波器，這兩個檢波器利用從濾波的電視信號恢復的、分別的正交相位相關載波信號從該電視信號提取第一和第二基帶信號。恢復的第二個基帶信號隨之被送至一個相位平移濾波器，該平移濾波器產生出一個實際上消除任何第二基帶信號進入第一基帶信號的串擾的輸出信號。
在一個本發明的實施例中，相位平移濾波器是一個改進的希爾伯特濾波器，它來補償調制的正交信號的反向奈奎斯特濾波。
在本發明的另一個實施例中，相位平移濾波器是一自適應的復數濾波器，它用來處理第二個基帶信號，以補償進入第一個以發生在所接收的電視信號的序列間隔期間的一個序列信號為基礎的基帶信號的串擾。
圖1(已有技術)是一個電路框圖，用來說明工作背景。
圖2是一個電路框圖，它包括了本發明的第一個實施例。
圖3a至圖3d是頻率-幅度曲線，它們表示的是圖1、2、4中電路使用的濾波器的頻響特性曲線。
圖3F是一個實例電路的框圖，該電路提供了一個修正的希爾伯特濾波器函數。
圖4是一個電路框圖，它包括了本發明的第二個實施例。
圖4A是一個重影消除和均衡濾波器的實例框圖。
圖5a至5d是表示信號幅度-時間的曲線表示圖，用來說明在圖4中所示的電路工作。
圖6是一個流程圖，用來說明在圖5a和圖5b所示的系統的工作。
圖2是一個電路框圖，它包括本發明的第一個實施例。在圖2所示的電路的發射機部分同上面參考圖1所描述的發射機部分是相同的，因而在此不再詳述。由圖2所示的接收機部分同圖1所示的接收機部分之間存有的差別在于它們各自的IF放大器。由圖2所示出的本發明的實施例采用了一個含有一殘留邊帶濾波器228的一單IF放大器。用在本發明的這一實施例中的VSB濾波器228是一個低價易得的表面聲濾波器(SAW ，比如03947型，BP-44-5000-1.2型，它們是由安德森(Anderson)實驗室制造的。這種濾波器具有的頻響特性與在圖3c所示的理想特性很接近。
由VSB濾波器228提供的輸出信號加到兩個同步的解調器230和232。利用兩個正交相位相關的振蕩信號，這兩個解調器解調由濾波器228提供的信號，所用的兩個振蕩信號是通過載波提取電路225和90°相移電路223從VSB濾波器228的輸出信號中取得的。這一電路的工作方式可同上面提到的4，882，614號美國專利所公開的載波再生器和移相器的工作方式相同。
由解調器230和232產生的信號經濾波器238和240進行低通濾波，以產生大約占據0-4.2MHz的頻帶寬度的信號Ri與Rq。如下面要談到的，信號Ri和Rq中的每一個都可能有由在多路信道226中由反射信號路徑所引起的多路失真和串擾失真。這種串擾失真可能是由多路引起的;也可能是由發生在從再生電路225恢復的載波信號中的相位誤差引起的;如上所述，還可能是由加到解調器230的信號的正交相位分量的不對稱邊帶引起的。
這兩個信號Ri和Rq的多路失真成分基本上被重影消除濾波器242去掉。適于用作濾波器242的電路在4，864，403號美國專利中被公開了。
為了消除正交相位信號在同相位信號中的串擾失真，本發明的這一實施例中包含有一改進的希爾伯特濾波器246。該濾波器246具有的頻響特性接近在圖3d中示出的實例的頻響特性。這一特性表示了一個標準的希爾伯特的改進變形，以補償使用在發射機中的反向奈奎斯特濾波器222。
為了說明這種改進的希爾伯特濾波器的重要性，并說明它的輸出信號同它的輸入信號有怎樣的相關性，現在來考慮一個幅度為A的正弦波輸入A·cos(2πf1t)。將它化為復矢量，該輸入可以表示成(A/2)[exp(j2πf1t)+exp(j2πf1t)]，其中j為公知的因數
。如果頻率f1小于750KHz，正、負頻率復矢量增益分別為-j(f1/750)和j(f1/750)，為簡化起見，在這些量中我們已經將f1也用KHz表示。因而可見，濾波器的輸出是A(f1/750)Sin(2πf1t)。如果該正弦波的頻率f1大于750KHz，則輸出為A·Sin(2πf1t)。如果輸入到濾波器的是A·Sin(2πf1t)，則輸出相類似地表示為-A(f1/750)cos(2πf1t)，或-A·cos(2πf1t)，這要取決f1是小于還是大于750KHz。
為了說明當改進的希爾伯特濾波器246在同接收器VSB濾波器228結合使用時是如何消除或實際上降低串擾的，現來考慮正弦波輸入發射機的情況。為使下面的描述簡單，現假設通道不是多路，并且也沒有重影消除濾波器。我們還假設源信號S1(t)和S2(t)分別等于a·cos(2πf1t)和b·cos(2πf1t)。在發射機的VSB濾波器221的輸出端，信號是a·cos[2π(f0+f1)t]和a·cos[2π(f0+f1)t]這兩個分量的和。如果f1大于750KHz，只有上邊帶a·cos[2π(f0+f1)t]出現在接收器VSB濾波器228的輸出端。如果f1小于750KHz，上、下兩個邊帶都出現在VSB濾波器228的輸出端。通過與cos(2πf0t)成正比的同相載波RC1的解調，在低通濾波器238的輸出端產生出2acos(2πf1t)或者是acos(2πf1t)，這要取決f1是小于還是大于750KHz。通過與sin(2πf0)t成正比的正交載波RCq的解調，在低通濾波器240的輸出端產生出零信號，或者是-a·sin(2πf1t)，這要取決f1是小于還是大于750KHz。作為前段討論的結果，如果f1大于750KHz，這改進的希爾伯特濾波器246的輸出是+a·cos(2πf1t);而若f1小于750KHz，輸出則為零。將此信號加到低通濾波器238的輸出端，只要是f1小于4.2MHz，則有和為2acos(2πf1t)，而同f1的值無關。如果輸入S1(t)是一個正弦波a·sin(2πf1t)，可有如前的討論而證明，它將在加法器244的輸出端有再生的穩定增益，而與f1的值無關，只要f1小于4.2MHz。進一步，由于任何信號都可經付立葉變換分解成為其頻譜分量的形式，重復上面的討論將表明，信號S1(t)將在加法器244的輸出端以穩定的增益再生，而且沒有來自正交信通輸入信號S2(t)的串擾。
現在來考慮輸入信號S2(t)，一開始我們將假設它是正弦波b·cos(2πf1t)。調制器216的輸出則可表示為b·sin[2π(f0+f1)t]+b·sin[2π(f0-f1)t]。反向奈奎斯特濾波器222，其形式如圖3a所示，分別在頻率f0+f1和f0-F1兩處對上邊帶和下邊帶引入增益g和g′。這增益常數g和g′是取決于頻率的，而且g+g′等于1。采用與cos(2πf0t)成正比的載波RC1的同相解調在低通濾波器238的輸出端產生信號b(g-g′)sin(2πf1t)。這是一個來自正交信號S2(t)進入同相檢波器的串擾項。通過與sin(2πf0t)成正比的RCq的正交解調，反向奈奎斯特濾波器222輸出在低通濾波器240的輸出產生等于b·cos(2πf1t)的信號b(g+g′)cos(2πf1t)。因為f1是小于750KHz的，對應于輸入b·cos(2πf1t)，這改進的希爾伯特濾波器246的輸出是b(f1/750)sin(2πf1t)。該輸出加到信號b(g-g′)sin(2πf1t)上，在加法器244的輸出端產生的信號是b[g-g′+(f1/750)]·sin(2πf1t)。一旦看到如圖3a所示的反向奈奎斯特濾波器的特性產生出g-g′等于-(f1/750)，則看到串擾被消除。可進行相似的討論來表明，如果S2(t)等于正弦分量b·sin(2πf1t)，將沒有串擾。因為任何信號可分解成余弦和正弦分量，則至此已經表明，改進的希爾伯特濾波器246不產生串擾。最后，看到的是低通濾波器240的輸出等于S2(t)再加一個來自S1(t)的串擾信號，它在頻率小于750KHz的區域內，其頻譜能量是零。750KHz以上的串擾由低通濾波器248除去。
由濾波器246提供的信號是一個被希爾伯特變換的基帶正交信號。當該信號由加法器244與由重影消除濾波器242提供的基帶同相信號相結合時，該信號有效地消除了任何串擾分量，這些串擾失真分量是由于用同相解調器230對反向奈奎斯特濾波的正交信號進行解調而引起的。
除去消除串擾失真以外，濾波器246還均衡被解調的同相信號。為了理解為什么對這一信號進行均衡，可以回顧，由殘留邊帶濾波器提供到解調器230的信號的同相成分中包含有雙基帶部分和一個信號邊帶部分。當這個信號被同步地解調時，從調制的信號的雙邊帶部分得到的信號的幅度是從單邊帶部分得到信號的幅度的兩倍。
對于這種幅度差，改進的希爾伯特濾波器246補償被解調的同相信號。濾波器246處理對應于同相信號的信號邊帶部分的正交信號串擾成分，以產生同相信號。這些信號占有從750KHz至4.2MHz的頻帶，因而是處在由已調附加信號S2(t)所占有的頻帶的外部。這一濾波器有效地產生了希爾伯特變換信號的希爾伯特變換，以便再生原來的信號。當這一處理的信號同由重影消除電路242提供的同相信號相結合時，就產生出一個同相信號S1′(t)，它在0MHz至4.2MHz的頻率上有一個基本平坦的頻譜。
由重影消除濾波器242提供的正交信號的高頻分量(即來自單邊帶同相信號的串擾分量)由低通濾波器248衰減。因此，由低通濾波器248提供的輸出信號是恢復的附加信號S2′(t)。
圖3F表示的是用來實現一個改進的希爾伯特濾波器功能的電路。信號被加到一個對頻率低于750KHz信號進行衰減的高通濾波器310，還加到減法器312的被減數輸入端。來自濾波器310的濾波信號加到一個希爾伯特變換電路314，該電路對這一高通濾波的信號進行標準的希爾伯特變換。從希爾伯特變換電路314輸出的信號被加到加法器電路318的一個輸入端，該信號對應著由圖3d中的轉移函數大于750KHz而小于-750KHz的部分。高通濾波的信號還耦合到減法器312的減數輸入端，減法器312提供的信號頻率小于750KHz。來自減法器312的低通濾波的信號被送到電路單元316，它提供其上所加信號導數的負值。對應于由3d表示的轉移函數±750KHz之間部分的、來自電路316的信號，被耦合到加法器318的第二個輸入端。從加法器318輸出的信號基本上與圖3d的傳輸函數相一致。
只有在恢復的載波信號RCi和RCq與原來的載波信號2cos(2πf0t)和2sin(2πf0t)嚴格相同時，由于圖2所示的電路產生的信號S1′(t)和S2′(t)才同被發射的信號S1(t)和S2(t)嚴格相同。如上所述，當有強的重影信號出現時是不會出現這種嚴格相同的，因為強重影信號具有一個相對于主信號被相位移動的載波。在這種情形中，真實信號S1′(t)和S2′(t)僅當改進的希爾伯特濾波器246的頻響特性被進一步改進才能恢復，這進一步的改進補償了來源于圖像載波信號檢波錯誤的信號S1′(t)和S2′(t)的相位移。
由圖4所示的接收機電路包含本發明的另一實施例，它可以自動地對由強重影信號引起的串擾進行校正。除了重影消除濾波器242、加法器244，改進的希爾伯特濾波器246和低通濾波器248已經被重影消除和均衡濾波器442所取代以外，圖4中所示的電路的其它部分與圖2所示的相同。
圖4a是一個示例的重影消除和均衡濾波器442的方框圖。分別由圖4中的低通濾波器438和440產生的信號Ri和Rq分別由模-數轉換器460和462轉換成數字數據流。這些數字數據流被送到部分重影消除濾波器464。464的輸出信號Ri′和Rq′是信號Ri和Rq部分地重影的形式。
信號Rq′被加到濾波器468，該濾波器校正由在用于解調接收的視頻信號的恢復載波中的錯誤引起的串擾失真。濾波器468的輸出被加到一個低通濾波器474，在本發明的這一實施例中，該濾波器大大地衰減頻率高于750KHz的信號分量，以產生再生的附加信號S2″(t)。
濾波器468的輸出信號還加到濾波器472，其輸出信號加到加法器470的一個輸入端口。加法器470的另一個輸入端口經過補償延遲單元469用來耦合接收由濾波器464提供的信號Ri′。由濾波器472產生的信號當被加到信號Ri′時，基本上消除了在該信號中的起源于解調相位誤差和起源于在發射之前正交相位信號的反相奈奎斯特濾波的串擾失真。此外，濾波器472對濾波器468所提供信號的單邊帶部分進行希爾伯特濾波。這一信號被加到信號Ri′，以便象在上面對圖2所示的系統進行討論的那樣，對解調的同相信號的頻率頻譜進行均衡。因而，由加法器470提供的輸出信號是再生的視頻信號S1″(t)。
濾波器464、468和472是具有可編程系數的復合信號濾波器。濾波器464、468和472的每一個，其可編程的濾波系數是由一微處理器466響應諸如隨視頻信號一起發射的一對序列信號而產生出來的。例如在圖5a和5b中分別示出的第1個序列信號的同相和正交相位分量。如圖5a所示，同相位序列信號是一個sin(x)/x脈沖，雖然它可以是任何形式的寬度變化，比如說象偽隨機序列。示出的脈沖寬度要選擇得使對于一水平行間隔來說，其同相信號的頻率頻譜基本上是一條直線。在第一個同相位序列信號被發送的時間間隔期間，如圖5b所示，沒有正交信號被傳輸。
從分析的角度來說，低通濾波器438和440的輸出可以表示為一個復合信號。該復合信號有兩個分量，一個來源于同相輸入S1(t)，而另一個來源于正交輸入信號S2(t)。用I(f)和Q(f)分別地表示S1(t)和S2(t)的付立葉變換。因而，低通濾波器438和440的復合輸出的付立葉變換Z′(t)可由等式(1)表示Z′(f)＝I(f)∪(f)+jQ(f)v(f) (1)本實施例的分析基礎可闡述如下，利用一個序列信號可得到U(f)的推定。將U(f)的倒數加在部分重影消除濾波器464，則有輸出為Z′(f)/U(f)，它可以用等式(2)和(3)表示Z′(f)/U(f)＝I(f)+jQ(f)W(f) (2)其中 W(f)＝V(f)/U(f) (3)第二個序列期用來推定W(f)，它的實部和虛部可用Wr(f)和Wi(f)分別地表示。利用這種表達式，等式(2)也可以表示成Z′(f)/U(f)＝I(f)-Q(f)Wi(f)+jQ(f)Wr(f)上面表達式中的實部是部分重影消除濾波器464的輸出Ri′的變換。這一濾波器的輸出Rq′具有等于量Z′(f)/U(f)的虛部，即Q(f)Wr(f)。因此，用Wr(f)去除在頻域中有響應Q(f)Wr(f)的量R′q，得結果Q(f)。這一操作是由濾波器468完成的。傳輸函數是Wi(f)的濾波器472則在它的輸出端產生頻響為Q(f)Wi(f)的信號。將此加到Z′(f)/U(f)的實部得到I(f)，沒有任何串擾。這一操作是在加法器470中完成的。還采用了濾波器474，以便消除750KHz以外的噪聲。
由于Sine(x)/X被選作同相位序列信號，同相位信號的頻譜，比如說是I(f)，可大致為穩定的而且等式(1)可被歸一化以使其恒定地有單位值。因而，等式(1)變成z′(f)＝U(f)為確定多路頻道426的頻響特性U(f)，微處理器466受到其程序的控制，首先使存儲的Sin(x)/X函數與由模/數轉換器460和462提供的信號建立聯系。這種操作產生出在多路頻道中各種反射信號路徑的時間和相位延遲特性的大致推定。隨后，微處理器466被控制用來獲得各數據通路的延遲特性和加到原信號分別的衰減系數的一個優選推定。從這些數據，編程的微處理器466能產生一個該多路頻道頻響特性的優選推定。確定的頻響特性再被反置以產生出一個1/U(f)的頻響特性，它確定用于重影消除濾波器464的可編程系數值。上面參考的4864403號美國專利描述了一個用于重影消除濾波器464的實例結構和可被用于產生多路頻道頻響特性及反置該計算的頻響特性以得到濾波器464系數值的優選推定的實例方法。
在第二個序列間隔中，如圖5c和圖5d分別所示，同相信號被置零而Sin(x)/X脈沖被作為正交相位信號送出。在這一序列間隔期間，微處理器提取消重影信號R′i和R′q作為序列信號。由重影消除濾波器464提供的復合信號z′(f)/U(f)可由等式(4)再現成
Z′(f)/U(f)＝jQ(f)W(f) (4)其中j是表示-1平方根的復量，Q(f)是傳輸的正交信號的頻域表示，而W(f)定義的是一個代表當多路頻道與重影消除濾波器影響這傳輸的正交相位信號時這二者結合的頻響特性。由于Q(f)是在該序列間隔中的sine(x)/X脈沖，等式(4)可簡化成等式(5)z′(f)/U(f)＝jW(f) (5)頻響特性W(f)可進一步分解成如等式(6)中所示的實部和虛部分量W(f)＝Wr(f)+jWi(f) (6)在本發明的這一實施例中，對信號Rq′的頻譜進行均衡以產生信號S2″(t)的濾波器468所具有的頻響特性是實部W(f)的倒數，即為1/Wr(f)。由加法器470與信號Ri′相結合的信號是信號Rq′，如同進行頻響特性Wi(f)/Wr(f)的濾波。因而，濾波器472具有Wi(f)的頻響特性。
由于提供給濾波器468和472的信號是基本沒有重影信號失真的，這些濾波器故可采用通常的標準化的形式，比如說二維橫向濾波器，它包含有數量相對少的等間距的抽頭，每個都有可編程的加權系數。一個實例濾波器的結構由題為“多路信號處理設備”的4882614號美國專利給出。舉例而言，在每個同相位和正交相位的信號路徑中，每個濾波器可有大約16個固定抽頭。
在由圖6所示的流程圖的程序控制之下，微處理器466進行操作，從而生成限定濾波器468和472的頻響特性的因數。程序的第一步為610，選取1536個取樣點(信號Ri′和Rq′每個768個取樣點)，表示水平行間隔的有效間隔，該水平行間隔中包括有在第二個序列間隔中發射的sine(x)/x脈沖。信號Ri′和Rq′是分別由圖5c和圖5d表示的信號經過具有W(f)的頻響特性的一個濾波器而成的信號。
由于sine(x)/x脈沖的頻譜在選定的時間間隔上基本上為恒定的，復合信號Ri′+jRq′的頻譜則同頻響特性W(f)是十分接近的。因而，圖6中程序的下一步，步驟612，是對在步驟612中收集的取樣數據進行快速付立葉變換(FFT)。這一操作產生出表示信號Rq′+jRq′頻譜的結果，該結果還表示W(f)的頻響特性。
程序的下一步614處理頻響特性的表示結果W(f)以產生具有Wr(f)+jWi(f)形式的等效表示結果。在步驟616，頻響特性Wr(f)被反置，以產生一個頻響特性1/Wr(f)的表示結果。在隨后的步驟618和620中，微處理器466產生分別用于濾波器468和472的系數，以分別實現1/Wr(f)和1/Wi(f)的頻響特性。
如同上述的4，864，403號美國專利所公開的那樣，為了減小射頻(RF)噪聲，可以期望累計表示在步驟610中若干個序列間隔的取樣。這些累計的取樣可再被累計的取樣間隔數除，以提供具有降低的RF噪聲失真的參考信號。
由濾波器468提供的信號被送入低通濾波器474，以去掉頻率高于750KHz的信號分量。該濾波器的輸出信號是再生的附加信號S″2(t)。由濾波器472提供的信號被加到由補償延遲單元469提供的信號上，以便產生再生的主信號S1″(t)。本發明人已經使信號S1″(t)和S2″(t)與原來信號S1(t)和S2(t)極為相似。
如在圖4a中所示，在序列間隔期間所分析的信號(Ri′和Rq′)直接取自濾波器464的輸出。應當感激這些在濾波器設計上的行家們，這使得信號S1′(t)和S2′(t)可被用來進行這種分析。這在圖4a中用虛線箭頭表示的S1′(t)和S2′(t)。
雖然本發明是通過兩個實施例進行介紹的，然而在本發明的精神范圍內和在本發明所附權利要求的范圍內，可以有許多修正的實踐。
在本權利要求書中，改進的希爾伯特濾波器是用來大致實現如圖3d所示的傳輸函數的濾波器。然而，這并不意味將其限制在只有一直線的斜率，而其可以具有對稱于縱軸的斜率的彎曲。其斜率可正可負，這要取決提供用來與同相信號結合的信號的極性。
權利要求
1.在一個用于接收電視信號的設備中，具有被主視頻信號和附加視頻信號分別調制的正交相關的第一和第二個圖像載波信號，其中第二個已調載波信號有著不希望的串擾失真信號分量加入所說的第一個已調載波信號的不等的邊帶，用于從所說的接收的電視信號中分離主要的和附加的視頻信號的裝置包括第一(230)和第二(232)同步檢波裝置，用于解調所說的電視信號以恢復所說的主和附加的視頻信號，其中恢復的主視頻信號包括有所說的串擾失真分量；相移濾波裝置(246)，耦合接收所說的恢復的附加視頻信號以便在當與所說的主視頻信號合成時產生相移的附加視頻信號以消除正交串擾失真成分；和，用于將所說的相移的附加視頻信號與所說的恢復的主視頻信號結合的裝置(244)。
2.如權利要求1的裝置，其特征在于所說的已調制的第一載波信號具有一殘留邊帶已調制信號的頻譜，所說的裝置還包括用于接收所說電視信號的裝置;和耦合在所說的用于接收所說電視信號的裝置和所說的第一和第二解調裝置之間的殘留邊帶濾波器裝置(228)，用來濾波所說的接收的電視信號，以基本消除來自加到第一和第二解調裝置的信號的帶外信號分量。
3.如權利要求2的裝置，其特征在于對應于所說的主視頻信號的正交串擾失真分量存在于所說的恢復的附加視頻信號的一個頻帶中，該頻帶高于由所說的恢復的附加視頻信號的附加視頻信號分量所占據的頻帶，并且所說的相移濾波器裝置(246)包括裝置(310-318)，以將主視頻信號的正交串擾失真分量轉換成與所說已恢復的主視頻信號同相位的信號分量。
4.如權利要求1的裝置，其特征在于所說電視信號的所說第二已調載波信號分量具有由雙邊帶信號經過一反向奈奎斯特濾波器而產生的頻譜形式;并且所說的相移濾波裝置(246)包括一個改進的希爾伯特濾波器。
5.如權利要求4的裝置，其特征在于所說的相移濾波器(246)頻響特性的一部分被選定為所說電視信號的已調第二載波信號的反向奈奎斯特頻譜(222)的復數共軛。
6.如權利要求1的裝置，其特征在于電視信號中包含有一個占有一序列間隔的序列信號，并且所說相移濾波裝置包括可編程濾波器裝置(468，472)，與所說的第二解調裝置相耦合并具有可調的頻響特性，用來處理所說的接收的附加視頻信號以便生成所說已相移的附加視頻信號;和計算裝置(466)，在所說的序列間隔期間響應所說接收的主和附加視頻信號來調整所說的可編程濾波器裝置的頻響特性，以便產生所說的已相移的附加視頻信號，該附加的視頻信號基本上消除了所說接收的主視頻信號的串擾失真信號分量。
7.如權利要求6的裝置，其特征在于所說的已調第二載波信號的所說序列信號分量在所說的序列間隔期間具有一個基本上平坦的頻譜，并且，在同所說的已調第一載波結合以便形成所說的電視信號以前，所說的已調第二載波信號由一個具有反向奈奎斯特頻響特性的濾波器進行處理;和，所說的計算裝置(466)調整所說的可編程濾波器裝置(468，472)，以便具有表示為一個反向奈奎斯特濾波器的頻響特性和在所說的序列間隔期間接收的附加視頻信號頻譜的乘積的頻響特性。
全文摘要
高清晰度或增強的電視信號，含與圖像載波雙邊帶正交調制的附加信息，在同傳統殘留邊帶濾波器濾波的已調視頻主信號結合前，通過反向奈奎斯特濾波器。接收器接收電視信號，已有殘留邊帶頻響特性的IF濾波器處理該信號。兩個同步檢波器從濾波電視信號中恢復同相和正交的信號分量，各恢復的信號均含另一信號的串擾分量。該串擾可經濾波器濾波恢復的正交信號并將結果加至已恢復同相信號上來消除。
文檔編號H03D1/24GK1058686SQ9110519
公開日1992年2月12日 申請日期1991年7月30日 優先權日1990年7月31日
發明者J·J·吉布森, K·若納拉加達 申請人:Rca許可公司