專利名稱：數字去加重電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種數字去加重電路，該電路用于以二進制補碼方式數字化的壓縮音量幅度規格化的音頻信號的去加重操作，這種電路可以在設計或接收美國BTSC多頻道電視標準的電視接收機的音頻部分中實現。這種電視標準的系統在刊物“IEEETransactionsonConsumerElectronics”1984的第633～640頁上有詳細的描述，其中各分電路被描述為模擬信號的處理電路。
上述參考文獻與本發明最為相關的部分是圖5-
圖15以及正文第636-639頁。這種現有技術的模擬電路與其他類型的電路一樣，不能很容易地變換為用來處理由模-數變換器數字化了的信號的相對應的數字電路。這是因為，在這種情況下，由相對應的數字電路對模擬電路的直接替代會導致一種無延遲的反饋控制環路，而這種反饋控制環路是不能以數字形式實現的。
因此，本發明的目的是提供一種為實現上述用途的數字去加重電路，利用這種電路在電視接收機中可以抵消在發送端以BSTC標準所施加的預加重。
根據本發明的去加重電路可以很容易地以半導體集成電路的形式實現并且能夠很方便地用于被稱之為數字電視接收機中。
下面參照各附圖對本發明進行更為詳細的解釋，附圖如下
圖1是本發明的第一個實施例的極為簡化了的方框圖;
圖2表示用于說明圖1的一個分電路的工作的兩條曲線;以及圖3是本發明的第二個實施例的極為簡化的方框圖。
在各個附圖中，假設數字音頻信號SS已經從所接收的電視發送機信號中分離了出來并通過一個常規的模-數變換器數字化而得到的以二進制數補碼方式表示的信號，還假設這些信號在幅度上是規格化了的，以便這些信號僅在大于/等于-1和小于+1之間的數的數字范圍內。(“等于+1的范圍限制經周密地研究后已經去掉，因為眾所周知，在二進數補碼系統中以左對齊的表示式中是沒有正1的，這種原則用于本發明的情況)。
在圖1中，音頻信號SS加到第一減法器S1的被減量輸入端，而該減法器的輸出控制數字濾波器df的輸入端。該數字濾波器df具有傳遞函數F(Z)＝(b-ac)/(Z+a)，正如通常數字濾波器的數學處理一樣，其中Z是復合頻率變量，a、b、c是決定該數字濾波器頻率響應的常數，以便獲得適合BTSC制式的去加重作用。這三個常數的優選的十進制數值為a＝-118/128，b＝2/128，c＝8/128。
數字濾波器df的輸出端與第一乘法器m1的一個輸入端和第二乘法器m2的一個輸入端相連。第一乘法器m1的輸出端與第一加法器a1的一個輸入端相連，第二乘法器m2的輸出端與第一減法器S1的減數輸入端相連。減法器S1的輸出端還與第三乘法器m3的一個輸入端相連，該第三乘法器m3的輸出端與第一加法器a1的另一輸入端相連。第一加法器a1提供出該去加重電路的輸出信號。
音頻信號SS還送到帶通濾波器bp的輸入端，這一帶通濾波器相當于在上述參考文獻第637頁左欄正文并結合圖9和10所描述的模擬帶通濾波器，是該模擬濾波器的容易實現的對應物，并且實際上具有相同的傳遞函數。帶通濾波器bp的輸出送到第一平方器q1，第一平方器q1的輸出通過低通濾波器tp送到第二減法器S2的被減量輸入端，低通波波器tp的截止頻率約為10HZ。
第二減法器S2的輸出端與第一限制累加器K1相連，該第一限制累加器是這樣設計的，即如果到達數值范圍的兩個上述限值之一，或者如果相加的結果超過了這些限值時，則含在該累加器中的加法器僅僅將代表相應限值的一個信號樣值送出。下面的一個利用十進制數的例子對比進行說明，如果相加的結果是-2，則加法器將限制其輸出為-1，如果相加的結果是+1.5，則輸出被限制為接近但低于+1的數，這一輸出可能是該音頻信號的各比特所表示的數。
除加法器外，累加器K1通常包含有一個中間存貯器，諸如寄存器或類似的存貯器，經由這個存貯器加法器的輸出反饋回到該加法器的一個輸入端，加法器的輸出被延遲控制數字信號處理的時鐘系統的一個時鐘周期。在本發明中，累加器K1與將要在下文予以說明的第二累加器K2一樣具有第一輸出端1和第二輸出端2，該第一輸出端是加法器的輸出端，而第二輸出端是中間存貯器的輸出端，該第二輸出端與平方器q2的輸入端相連，而平方器q2的輸出端與第二減法器S2的減數輸入端相連。
分電路S2、K1、q2代表了一種極為簡單的平方根提取器。在平方器q2中，經周密考慮的應用是由以下事實構成的，即在二進制補碼系統中，多數的負數和-1的平方不是+1，而還是-1。
(在左對齊二進制補碼數中，第一個零可以和十進制小數的小數點前邊的那個零相比并且這是符號位，而在這個位置上的1表示負的符號，不能與十進制小數的小數點前面的1相比。)起平方根提取器作用的分電路S2、K1、q2將來自累加器K1的平方輸出值與送到減法器S2的音頻信號SS的值進行比較，以至于經幾個取樣的步驟之后，則相應于來自的通濾波器tp的輸出信號的平方根的值將出現在累加器K1的輸出端。
圖2表示兩種不同的初始條件。為了便于說明起見，y軸以+1和-1之間的十進制數值標注，X軸以上述時鐘系統的幾個取樣時刻，編號從1至7予以標注。
圖2a表示的情況是低通濾波器的輸出在整個八個取樣時刻上具有值0.25＝2-2，并且在累加器K1的第一輸出端1(即在累加器的加法器的輸出端)提供的信號V具有初值0。如圖2a所示，該電路已在第2個取樣時刻上以足夠的精度趨向0.25的平方根即0.5。
在圖2b中，低通濾波器輸出的值0.25也假設在8個取樣時刻上為常數，但假設V的初始值為0.6。圖2b也表示這樣一種情況，即平方根提取器朝著目標值0.5趨近。令人感興趣的是，首先在1至3取樣時上分電路S2、K1、q2朝著越來越負的數趨近，并當達到-1以后才“跳變”到正數范圍，從這一點上開始單調地趨向0.5這個目標值。
由于系統的時鐘頻率比取樣定理所要求的頻率高得多，則幾個取樣周期的“瞬變時間”是很容易地被允許的。
在第一累加器K1的第一輸出端出現的信號V被送到第一常數乘法器Km1的輸入端，如上所述這一信號V代表了均方根值，并被常數-C乘，其乘積被送到第二加法器a2的一個輸入端。第二加法器a2的輸出端與第四乘法器m4的輸入端相連，第四乘法器的輸出端與第三加法器a3的一個輸入端相連。上述兩個加法器a2、a3的另外的輸入端分別饋送給一個常數-1的信號。
第三加法器a3的輸出端與第二累加器K2的輸入端相連，第二累加器K2最好是一個限制累加器。第二累加器的第一輸出端與第二常數乘法器Km2的輸入端相連，被-1相乘。第二常數乘法器Km2的輸出分別送到第一乘法器m1的另一輸入端;第5乘法器m5的一個輸出端以及第三常數乘法器Km3的輸入端，而在第三常數乘法器中被常數C相乘。第四加法器a4的一個輸入端與第五乘法器m5的輸出端相連，而其另外一個輸入端與第三常數乘法器Km3向輸入端相連。第四加法器a4的輸出端連到第三乘法器m3的另外一個輸入端。第五乘法器m5的輸出端連到第二乘法器m2的另一輸入端。
本發明的第二個實施例如圖3所示，圖3的下半部分與圖1的下半部分是相同的，僅僅上半部分含有第“′”的參考標號的部分不同于圖1的相對應的部分。這些不同包括三個乘法器m1′、m2′、m3′，減法器S1′，加法器a1′和數字濾波器df′的不同的裝置和互連關系，而來自圖3的下半部分的控制部分與圖1是相同的。
音頻信號SS送到第一乘法器m1′的一個輸入端和第三乘法器m3′的一個輸入端。第一乘法器m1′的輸出端與減法器S1′的被減量輸入端相連，該減法器的輸出端與數字濾波器df′的輸入端相連，該數字濾波器具有與圖1的數字濾波器df相同的傳遞函數。數字濾波器df′的輸出端與加法器a1′的一個輸入端相連，而加法器a1′的輸出端仍然是該去加重電路的輸出端，并且其另外一個輸入端與第三乘法器m3′的輸出端相連。
減法器S1′的減數輸入端與第二乘法器m2′的輸出端相連，第二乘法器m2′的一個輸入端與第一加法器a1′的輸出端相連，而第二乘法器m2′的另一個輸入端與第五乘法器m5的輸出端相連。第一和第三乘法器m1′、m3′的另外兩個輸入端分別與第二常數乘法器Km2和第四加法器a4的輸出端相連。
在本發明的兩個實施例中，上述由模擬電路向所要求的數字電路的轉變基本上是通過變換信號V實現的，這個信號V相當于模擬的均方根控制信號，并借助于第一累加器K1后面的分電路轉變成為三個信號W1、W2、W3，這三個信號被饋送到三個乘法器m1、m1′;m2、m2′;m3、m3′。下面給出一組非常理想的近似W1＝1/(1+CV);
W2＝V/(1+CW)＝VW1;
W3＝(C+V)/(1+CV)＝CW1+W2。
為了形成信號W1，通過構成一個由m4、n3、K2的反饋控制環路來實現的，這一環路是可以和上面描述平方根提取器相比擬的，并且如果W1太小還可以通過這個環路予以增加，反之予以減小。因此，信號W1、W2、W3僅僅取決于常數C和信號V。
權利要求
1.一種用于以二進制補碼數字化的、音量壓縮、幅度規格化音頻信號(SS)的數字去加重電路，該電路包括第一減法器(S1)，其被減量輸入端饋入音頻信號(SS)；數字濾波器(df)，該數字濾波器的傳遞函數為F(Z)=(b-ac)/(z+a)，其中Z為復合頻率變量，a、b、c是決定該數字濾波器(df)的頻率響應的常數，并且該數字濾波器的輸入端與第一減法器(S1)的輸出端相連；第一乘法器(m1)和第二乘法器(m2)，上述每個乘法器的一個輸入端與數字濾波器(df)的輸出端相連；第三乘法器(m3)，其一個輸入端與第一減法器(S1)的輸出端相連；第一加法器(a1)，其一個輸入端與第一乘法器(m1的輸出端相連，其另一個輸入端與第三乘法器(m3)的輸出端相連，而其輸出端是該去加重電路的輸出端；帶通濾波器(bp)，其輸入端饋入音頻信號；第一平方器(q1)，其輸入端與帶通濾波器(bp)的輸出端相連；低通濾波器(tp)，其輸入端與第一平方器(q1)的輸出端相連，并且該低通濾波器的截止頻率為10HZ左右。第二減法器(S2)，其被減量輸入端與低通濾波器(tp)的輸出端相連；第一限制累加器(K1)，其輸入端與第二減法器(S2)的輸出端相連；第二平方器(q2)，其輸入端與第一累加器(K1)的第二輸出端(2)相連，其輸出端與第二減法器(S2)的減量輸入端相連；第一常數乘法器(Km1)饋入來自第一累加器(K1)的第一輸出信號(V)和常數-C；第二加法器(a2)，其一個輸入端饋入來自第一常數乘法器(Km1)的輸出信號，其另外一個輸入端饋入一個數值為-1信號；第四乘法器(m4)，其一個輸入端與第二加法器(a2)的輸出端相連；第三加法器(a3)，其一個輸入端饋入來自第四乘法器(m4)的輸出信號，其另外一個輸入端饋入數值為-1的信號；第二累加器(K2)，其輸入端與第三加法器(a3)的輸出端相連，其第二輸出端(2)與第四乘法器(m4)的另外一個輸入端相連；第二常數乘法器(Km2)饋入數值為-1的信號和來自第二累加器(K2)的第一輸出端的信號；第五乘法器(m5)，其一個輸入端與第一累加器(K1)的第一輸出端相連，其另外一個輸入端與第二常數乘法器(Km2)的輸出端相連，其輸出端與第二乘法器(m2)的另一輸入端相連；第三常數乘法器(Km3)饋入來自第二常數乘法器(Km2)的輸出信號和常數C；以及第四加法器(a4)，其一個輸入端與第五乘法器(m5)的輸出端相連，其另一個輸入端與第三常數乘法器(Km3)的輸出端相連，其輸出端與第三乘法器(m3)的另一輸入端相連。
2.一種用于以二進制補碼數字化的、音量壓縮、幅度規格化音頻信號(SS)的數字去加重電路，該電路包括第一乘法器(m1′)，其一個輸入端饋入音頻信號(SS);第一減法器(S1′)，其被減量輸入端與第一乘法器(m1′)的輸出端相連;數字濾波器(df′)，該數字濾波器的傳遞函數為F(Z)＝(b-ac)/(Z+a)，其中Z為復合頻率變量，a、b、c是決定該數字濾波器(df′)的頻率響應的常數，并且該數字濾波器的輸入端與第一減法器(S1′)的輸出端相連;第一加法器(a1′)，其一個輸入端與數字濾波器(df′)的輸出端相連，其輸出端是該去加重電路的輸出端;第二乘法器(m2′)，其一個輸入端與第一加法器(a1′)的輸出端相連;第三乘法器(m3′)，其一個輸入端饋入音頻信號(SS)，其輸出端與第一加法器(a1′)的另一輸入端相連;帶通濾波器(bp)，其輸入端饋入音頻信號;第一平方器(q1)，其輸入端與帶通濾波器(bp)的輸出端相連;低通濾波器(tp)，其輸入端與第一平方器(q1)的輸出端相連，該低通濾波器的截止頻率為10HZ左右;第二減法器(S2)，其被減量輸入端與低通濾波器(tp)的輸出端相連;第一限制累加器(K1)，其輸入端與第二減法器S2的輸出端相連;第二平方器(q2)，其輸入端與第一累加器(K1)的第二輸出端(2)相連，其輸出端與第二減法器(S3)的減量輸入端相連，第一常數乘法器(Km1)，饋入來自第一累加器(K1)的第一輸出信號(V)和整數-c;第二加法器(a2)，其一個輸入端饋入來自一常數乘法器(Km1)的輸出信號，其另外一個輸入端饋數值為-1的信號;第四乘法器(m4)，其一個輸入端與第二加法器(a2)的輸出端相連;第三加法器(a3)，其一個輸入端饋入來自第四乘法器(m4)的輸出信號，其另外一個輸入端饋入數值為-1的信號;第二累加器(K2)，其輸入端與第三加法器(a3)的輸出端相連，其第二輸出端(2)與第四乘法器(m4)的另一輸入端相連;第二常數乘法器(Km2)饋入數值為-1的信號和來自第二累加器(K2)的第一輸出端的信號;第五乘法器(m5)，其一個輸入端與第一累加器(K1)的第一輸出端相連，其另一個輸入端與第二常數乘法器(Km2)的輸出端相連，其輸出端與第二乘法器(m2′)的另一輸入端相連;第三常數乘法器(Km3)饋入來自第二常數乘法器(Km2)的輸出信號和常數C;第四加法器(a4)，其一個輸入端與第五乘法器(m5)的輸出端相連，其另一輸入端與第三常數乘法器(Km3)的輸出端相連，其輸出端與第三乘法器(m3′)的另一輸入端相連。
全文摘要
本發明公開了一種用于BTSC多頻道電視標準的數字去加重電路，該電路包括一個平方根提取器(S2、K1、q2)，一個傳遞函數為F(Z)＝(b-ac)/(Z+a)的數字濾波器(df)和一個將來自平方根提取器的輸出信號(V)變換為三個量W1、W2、W3的分電路。
文檔編號H03G7/00GK1038909SQ89103968
公開日1990年1月17日 申請日期1989年6月6日 優先權日1988年6月7日
發明者沃尼·勒奇 申請人:德國Jtt工業公司