一種對稱式高速高精度電壓–頻率轉換電路及轉換方法
【專利摘要】本發明涉及一種對稱式高速高精度電壓–頻率轉換電路及轉換方法，屬于電力【技術領域】。本發明由符號電路、積分電路、比較電路、對稱校正電路、電子開關電路和電源電路組成；其中輸入信號ui由符號電路的輸入端輸入，符號電路的控制端與電子開關電路的上端相連接，符號電路的輸出端uo1與積分電路的輸入端相連接，積分電路的輸出端uo2與比較電路的輸入端相連接，比較電路的一個輸出端與電子開關電路的控制端相連接，比較電路的另一個輸出端uo為系統的輸出端，電子開關電路的下端與對稱校正電路的輸出端相連接。本發明解決了現有模擬電壓—頻率轉換技術中轉換誤差隨輸出頻率的升高急劇增大的問題。
【專利說明】一種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換電路及轉換方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及一種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換電路及轉換方法，屬于電力
【技術領域】。
【背景技術】
[0002] 在恒能量斬波方式合成100KH以上的中大功率正弦電壓或電流波形的過程中，需 要用到輸出頻率范圍為〇?4MHz的高速高精度電壓一頻率轉換電路來作為系統的控制單 元。由于用數字方式完成此類波形的動態運算量很大，因此，即使用當前速度最快的DSP芯 片來實現，其最高輸出頻率只能到達300KHz左右，離目標要求的最高輸出頻率4MHz相距甚 遠，為此，只能采用模擬方式實現， 但在已有技術中，無論是電荷平衡式還是復位式模擬電壓一頻率的轉換電路，其轉換 誤差都將隨著輸出頻率的升高而急劇增大。原因是在這兩類轉換電路中，線性積分電路的 輸出波形均為鋸齒波，如圖1所示。其中，在決定電壓一頻率轉換精度的線性積分電路中， 只有正程時間?\是輸入電壓絕對值的倒數，而逆程時間T 2則是固定的。這樣，由于輸出波 形的周期為：Τ=Ι\+Τ2，而輸出頻率為：f=l / Τ= 1 / (?\ +Τ2)，不難看出，只有當1\ >> Τ2 時，才有Τ ~1\和€ ~ 1 / Τ = 1 / ?\。實際上，隨著輸入電壓幅值的不斷增大，正程時 間?\將逐漸變小，但由于逆程時間Τ2固定，所以轉換誤差必將隨著輸出頻率的升高而急劇 增大。實測表明，在轉換后的輸出頻率在最高極限的50%?100%范圍內時，實際輸出的頻 率要低于理論計算值的10%?30%以上，從而導致最終合成的正弦波在幅度上全面失真。
[0003] 由于這種電壓一頻率轉換方法已使功率主開關器件在20nS左右的極限速度下開 通和關斷，因此，已不可能通過提高開關器件的轉換速度或采用深度負反饋等方式來減小 這種失真了，唯一的辦法另找解決問題的新途徑。
【發明內容】
[0004] 本發明提供了一種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換電路及轉換方法，以用于 解決現有模擬電壓一頻率轉換技術中轉換誤差隨輸出頻率的升高急劇增大的問題。
[0005] 本發明的技術方案是：一種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換電路，由符號電 路、積分電路、比較電路、對稱校正電路、電子開關電路和電源電路組成；其中輸入信號W由 符號電路的輸入端輸入，符號電路的控制端與電子開關電路的上端相連接，符號電路的輸 出端與積分電路的輸入端相連接，積分電路的輸出端1!。 2與比較電路的輸入端相連接，比 較電路的一個輸出端與電子開關電路的控制端相連接，比較電路的另一個輸出端u。為系統 的輸出端，電子開關電路的下端與對稱校正電路的輸出端相連接。
[0006] 所述符號電路由運算放大器A1，電阻Rl、R2、R3、R4、R5、R6共同構成，并由電子開 關電路中的受控開關SW的通斷狀態控制符號電路的不同運算組態，從而實現增益正負交 替。
[0007] 所述對稱校正電路輸出電壓值為可調；其中通過調整對稱校正電路的輸出電壓 值，使得在輸入電壓的全范圍內符號電路的輸出幅值完全對稱。
[0008] -種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換方法，所述方法的具體步驟如下： Stepl、輸出電壓u。控制電子開關電路中的受控開關SW的通斷狀態，進而控制符號電 路的不同運算組態，最終控制符號電路的增益： Stepl. 1、當輸出電壓u。滿足輸出為商電平11。=!^時，電子開關電路中的受控開關SW斷 開，使符號電路的增益為+1，則1^=4 ; Stepl. 2、當輸出電壓u。滿足輸出為低電平11。=!^時，電子開關電路中的受控開關SW閉 合，使符號電路的增益為-1，則1^= 一Ui ; Step2、將保留了輸入電壓信號Ui幅值特征的正負交替周期性信號U()1送入積分電路， 產生三角波信號11。2 : St印2. 1、當U()1為低電平，則電容放電，11。2上升； St印2. 2、當U()1為高電平，則電容充電，11。2下降； St印3、將積分電路輸出的正三角波信號11。2與輸出電壓信號u。通過R8、R9串聯電阻 分壓共同作用于集成運放A3的同相輸入端，與A3的反相輸入端的零電平進行過零電壓比 較： Step3. 1、當A3的同相輸入端電壓大于0V，則11。=!^ ; Step3. 2、當A3的同相輸入端電壓小于0V，則n ; Step4、重復執行步驟Stepl-步驟Step3 ;得出Um與ιιΛ交替出現，從而產生輸出頻率 f。與輸入電壓W的絕對值成正比的矩形波u。。
[0009] 本發明的工作原理是： 電路構成如下： 符號電路由集成運放A1及電阻R1?R6共同構成，并由電子開關電路中受控開關SW 的通斷狀態控制符號電路的不同運算組態，實現增益正負交替；積分電路為傳統集成運放 構成的積分運算電路，由集成運放A2、電阻R7及電容C共同構成；比較電路由集成運放A3 和電阻R8、R9共同構成，11。 2與u。通過R8、R9串聯電阻分壓共同作用于集成運放A3的同相 輸入端，與A3的反相輸入端的零電平進行過零電壓比較，R9為正反饋環節，進一步加快輸 出矩形波的上升、下降沿時間；電子開關電路采用視頻模擬開關集成電路PI5V330,由比較 電路輸出端信號控制，受控開關接入符號電路的電阻網絡，其通斷狀態改變符號電路的不 同運算組態；對稱校正電路XZ采用分壓加電壓跟隨的方式構成可調電壓范圍為±0. 3V、最 大輸出電流為3mA的可調直流電壓源；所述電源電路為7805和7905三端集成穩壓電路組 成的± 5V對稱電源。
[0010] 電路轉換方法的工作原理如下： 輸出電壓U。控制電子開關電路中受控開關SW的通斷狀態，進而控制符號電路的不同 運算組態，最終控制符號電路的增益(輸出為高電平）時，電子開關電路中的受控開 關SW斷開，使符號電路的增益為+1，這時u^Ui (輸出為低電平）時，電子開關電路 中的受控開關SW閉合，使符號電路的增益為-1，這時;實現將輸入電壓信號Ui轉換 為幅值不變但極性為正負交替的周期性信號1^。
[0011] 將保留了輸入電壓信號Ui幅值特征的正負交替周期性信號U()1送入積分電路，產 生三角波信號11。 2 :如果U()1為低電平，電容放電，11。2上升，如果U()1為高電平，電容充電，11。 2 下降。Ud的幅值大小與積分電路的正程或者逆程的時間成反比，而U()1又是保留了輸入電 壓信號Ui幅值特征的正負交替周期性信號，因此11。2的電壓波形中正程或者逆程時間都與 輸入電壓Ui的絕對值成反比，為對稱正三角波。
[0012] 比較電路中，積分電路輸出的正三角波信號11。2與輸出信號u。通過R8、R9串聯電 阻分壓共同作用于集成運放A3的同相輸入端，與A3的反相輸入端的零電平進行過零電壓 比較：如果A3的同相輸入端電壓大于0V，則11。=^，如果A3的同相輸入端電壓小于0V，則 ;由于積分電路輸出電壓波形的正程或者逆程時間都與輸入電壓Ui的絕對值成反比， 因此比較電路輸出高、低電平的時間也與輸入電壓Ui的絕對值成反比；U()H與ιιΛ交替出現， 構成對稱矩形波u。，其頻率f。與輸入電壓 Ui的絕對值成正比。單限比較器加入了正反饋環 節R9,可進一步加快輸出矩形波的上升、下降沿時間。
[0013] 若由于R1?R6的阻值誤差和電子開關電路中的受控開關SW的直流電阻不為0 而導致符號電路的輸出幅值不對稱，則對轉換誤差產生較大的影響，消除誤差的方法是調 整對稱校正電路XZ的輸出電壓值，使之在輸入電壓&的全范圍內，符號電路的輸出幅值均 完全對稱即可。
[0014] 電路轉換方法工作原理也可以解釋如下： u。為低電平期間，由于符號電路的增益為-1，Uf-Up該值輸入積分電路，使得11。2上 升，當11。2的上升使得后續比較電路中集成運放A3的同相輸入端電壓過零，比較電路輸出 由低電平跳變為高電平，電子開關電路中的受控開關SW斷開，符號電路增益由-1變為+1， &由低電平跳變為高電平，積分由正程變為逆程；逆程開始，，該值輸入積分電路，使 得11。 2下降，當11。2的下降使得后續比較電路中集成運放A3的同相輸入端電壓過零，比較電 路輸出由高電平跳變為低電平，電子開關電路中的受控開關SW閉合，符號電路增益由+1變 為-1，由高電平跳變為低電平，積分由逆程變為正程。
[0015] 本發明的有益效果是：通過將增益為±1的符號電路與高速電子開關結合，共同 構成輸入信號的極性轉換電路，使之在輸出波形的正程和逆程期間均能對稱地對積分電流 實施控制，從而達到使輸出頻率精確地為輸入電壓的線性函數關系的目的，不僅實現了輸 出矩形波的頻率精確地受控于輸入電壓的幅值的要求，而且還能滿足轉換特性的瞬時動態 跟蹤要求。采用本發明方案，而且在全部采用上升速率大于ιοοον/μ S的超高速電壓反饋 型集成運放構成各單元電路的情況下，輸入電壓的幅度范圍為0?5V，轉換后的輸出頻率 范圍為0?4MHz，且在最高輸出頻率時的轉換誤差小于0. 01%，達到了目標的要求。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0016] 圖1為已有技術中電壓一頻率轉換電路的輸出波形； 圖2本發明的電路結構框圖； 圖3本發明的電路原理圖。
【具體實施方式】
[0017] 實施例1 :如圖1-3所示，一種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換電路，由符號電 路、積分電路、比較電路、對稱校正電路、電子開關電路和電源電路組成；其中輸入信號W由 符號電路的輸入端輸入，符號電路的控制端與電子開關電路的上端相連接，符號電路的輸 出端Ud與積分電路的輸入端相連接，積分電路的輸出端1!。2與比較電路的輸入端相連接，比 較電路的一個輸出端與電子開關電路的控制端相連接，比較電路的另一個輸出端U。為系統 的輸出端，電子開關電路的下端與對稱校正電路的輸出端相連接。
[0018] 所述符號電路由運算放大器A1，電阻Rl、R2、R3、R4、R5、R6共同構成，并由電子開 關電路中的受控開關SW的通斷狀態控制符號電路的不同運算組態，從而實現增益正負交 替。
[0019] 所述對稱校正電路輸出電壓值為可調；其中通過調整對稱校正電路的輸出電壓 值，使得在輸入電壓的全范圍內符號電路的輸出幅值完全對稱。
[0020] -種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換方法，所述方法的具體步驟如下： Stepl、輸出電壓u。控制電子開關電路中的受控開關SW的通斷狀態，進而控制符號電 路的不同運算組態，最終控制符號電路的增益： Stepl. 1、當輸出電壓u。滿足輸出為商電平11。=!^時，電子開關電路中的受控開關SW斷 開，使符號電路的增益為+1，則1^=4 ; Stepl. 2、當輸出電壓u。滿足輸出為低電平11。=!^時，電子開關電路中的受控開關SW閉 合，使符號電路的增益為-1，則1^= 一Ui ; Step2、將保留了輸入電壓信號Ui幅值特征的正負交替周期性信號U()1送入積分電路， 產生三角波信號11。2 : St印2. 1、當U()1為低電平，則電容放電，11。2上升； St印2. 2、當U()1為高電平，則電容充電，11。2下降； St印3、將積分電路輸出的正三角波信號11。2與輸出電壓信號u。通過R8、R9串聯電阻 分壓共同作用于集成運放A3的同相輸入端，與A3的反相輸入端的零電平進行過零電壓比 較： Step3. 1、當A3的同相輸入端電壓大于0V，則11。=!^ ; Step3. 2、當A3的同相輸入端電壓小于0V，則n ; Step4、重復執行步驟Stepl-步驟Step3 ;得出Um與ιιΛ交替出現，從而產生輸出頻率 f。與輸入電壓W的絕對值成正比的矩形波u。。
[0021] 上面結合附圖對本發明的【具體實施方式】作了詳細說明，但是本發明并不限于上述 實施方式，在本領域普通技術人員所具備的知識范圍內，還可以在不脫離本發明宗旨的前 提下作出各種變化。
【權利要求】
1. 一種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換電路，其特征在于：由符號電路、積分電路、 比較電路、對稱校正電路、電子開關電路和電源電路組成；其中輸入信號Ui由符號電路的輸 入端輸入，符號電路的控制端與電子開關電路的上端相連接，符號電路的輸出端與積分 電路的輸入端相連接，積分電路的輸出端11。 2與比較電路的輸入端相連接，比較電路的一個 輸出端與電子開關電路的控制端相連接，比較電路的另一個輸出端U。為系統的輸出端，電 子開關電路的下端與對稱校正電路的輸出端相連接。
2. 根據權利要求1所述的對稱式高速高精度電壓-頻率轉換電路，其特征在于：所述 符號電路由運算放大器A1，電阻Rl、R2、R3、R4、R5、R6共同構成，并由電子開關電路中的受 控開關SW的通斷狀態控制符號電路的不同運算組態，從而實現增益正負交替。
3. 根據權利要求1所述的對稱式高速高精度電壓-頻率轉換電路，其特征在于：所述 對稱校正電路輸出電壓值為可調；其中通過調整對稱校正電路的輸出電壓值，使得在輸入 電壓的全范圍內符號電路的輸出幅值完全對稱。
4. 一種對稱式高速高精度電壓-頻率轉換方法，其特征在于：所述方法的具體步驟如 下： Stepl、輸出電壓u。控制電子開關電路中的受控開關SW的通斷狀態，進而控制符號電 路的不同運算組態，最終控制符號電路的增益： Stepl. 1、當輸出電壓u。滿足輸出為商電平11。=!^時，電子開關電路中的受控開關SW斷 開，使符號電路的增益為+1，則1^=4 ; Stepl. 2、當輸出電壓u。滿足輸出為低電平11。=!^時，電子開關電路中的受控開關SW閉 合，使符號電路的增益為-1，則1^= 一Ui ; Step2、將保留了輸入電壓信號Ui幅值特征的正負交替周期性信號U()1送入積分電路， 產生三角波信號11。2 : St印2. 1、當U()1為低電平，則電容放電，11。2上升； St印2. 2、當U()1為高電平，則電容充電，11。2下降； St印3、將積分電路輸出的正三角波信號11。2與輸出電壓信號u。通過R8、R9串聯電阻 分壓共同作用于集成運放A3的同相輸入端，與A3的反相輸入端的零電平進行過零電壓比 較： Step3. 1、當A3的同相輸入端電壓大于0V，則11。=!^ ; Step3. 2、當A3的同相輸入端電壓小于0V，則n ; Step4、重復執行步驟Stepl-步驟Step3 ;得出Um與ιιΛ交替出現，從而產生輸出頻率 f。與輸入電壓W的絕對值成正比的矩形波u。。
【文檔編號】H03M1/12GK104158544SQ201410392777
【公開日】2014年11月19日 申請日期:2014年8月12日 優先權日:2014年8月12日
【發明者】吳玉虹, 張曉凡, 王瀟, 盧誠 申請人:昆明理工大學