模數轉換器的低功率量化器的制造方法
【專利摘要】本發明涉及模數轉換器的低功率量化器。量化器包括電壓參考網絡和耦合于所述電壓參考網絡的比較器的集合。所述電壓參考網絡生成了多個參考電壓。每一個所述比較器接收輸入信號并產生數字樣本序列。所述比較器的集合包括比較器的第一、第二、第三子集。所述第一子集中的每一個比較器包括開關電容器級，所述第二子集中的每一個比較器包括前置放大器級，以及所述第三子集中的每一個比較器包括開關電容器級。比較器的所述第一和第三子集將所述輸入信號和對應于所述輸入信號的所述高和低電壓范圍的所述參考電壓進行比較，并且比較器的所述第二子集將所述輸入信號和對應于所述輸入信號的所述中間電壓范圍的所述參考電壓進行比較。
【專利說明】模數轉換器的低功率量化器
【技術領域】
[0001]本發明通常涉及模數轉換器。更具體地說，本發明涉及在模數轉換器中實施的低功耗量化器。
【背景技術】
[0002]Δ-Σ (Delta-sigma)調制技術通常用于模數轉換器(ADC)和數模轉換器(DAC)。Δ-Σ轉換器可以以高分辨率結果在寬頻率范圍上轉換信號。由于模擬信號比較中使用的位數量的減小，它們可以提供線性特性和相對簡單的實施。此外，Λ-Σ可以通過對“量化噪聲”頻率分布的高電平控制來實施，這是數字輸入信號確定的轉換器的理想輸出值和由量化器提供的轉換器的實際輸出之間的差值。體系結構的相對簡單性以及控制量化噪聲的能力使得Λ-Σ轉換器實施是理想的選擇。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0003]結合附圖，參照詳細說明書和權利要求將會對本發明有更加完全的理解，在附圖中，相同的參考符號表示類似的元件，并且附圖不一定按比例繪制，并且:
[0004]圖1根據一個示例實施例,顯示了連續時間(CT) Σ-Δ (sigma delta)模數轉換器(ADC)的簡化方框圖；
[0005]圖2顯示了可以在CTS-AADC中實施的現有技術量化器的簡化示圖；
[0006]圖3顯示了可以在CTS-AADC中實施的另一個現有技術量化器的簡化示圖；
[0007]圖4根據一個示例實施例，顯示了量化器的簡化示圖；
[0008]圖5顯示了圖表示例功耗以及在圖4的量化器內實施的比較器之間的噪聲權衡；
[0009]圖6根據一個示例實施例，顯示了可以與量化器結合使用的圖表示例參考電壓；
[0010]圖7根據一個示例實施例，顯示了包括了 CTS-AADC的器件的簡化示圖；以及
[0011]圖8根據一個示例實施例，顯示了一種用于執行模數轉換的方法的流程圖。
【具體實施方式】
[0012]連續時間(CT) Σ-Δ模數轉換器(ADC)通常包括接收輸入信號的回路濾波器和將回路濾波器的輸出轉換成數字表示的量化器。現今的CTS-AADC通常使用多位設計，其中，量化器的輸出是多電平信號。多位實施方式提供了改進的噪聲整形能力和轉換器的線性并且通常降低了回路濾波器中的模擬分量的線性和轉換速率要求。因此，多位拓撲結構是非常理想的。多位量化器的缺點就是它消耗了 CTS-AADC所消耗的總功率的相當大部分。事實上，在多位量化器的解決方案中，量化器的功耗對于每一個附加位都增加了一倍，這是因為每一個附加位要求這樣量化器中的比較器的數量加倍。
[0013]持續地需求帶有降低功耗的電子器件。此外，對于在數字域中執行處理的電子器件的需求也日益增加。因此，對采用了多位量化器設計的高分辨率、低功耗以及廉價的ADC，例如CT Σ - Λ ADC的需求日益增加。[0014]本發明所描述的實施例包括低功率量化器、量化器在其內實施的CTS-AADC以及一種用于通過使用量化器執行模數轉換的方法。所述量化器和/或包括了所述量化器的CT Σ - Λ ADC可以在各種裝置，例如無線裝置(包括發射器和接收器)、計算機通信系統、雷達、閃存ADC設計，或者任何其它高度集成的電路中被實施。
[0015]圖1根據一個示例實施例，顯示了連續時間(CT) Σ-Δ模數轉換器(ADC) 20的簡化方框圖。通常，CTX-AADC20包括對在輸入節點26接收的模擬輸入信號24，Vin與在導體28上的負反饋信號求和的求和元件22，并通過導體30將求和結果提供給線性回路濾波器32的輸入。回路濾波器32的輸出34被有選擇性地稱合于多位量化器38的輸入36。
[0016]量化器38從回路濾波器32接收了過濾的輸入信號40，VQ_IN，其中輸入信號40代表模擬輸入信號24。隨后,量化器38將模擬輸入信號40轉換成數字樣本序列42, Vmjih)(即量化的、離散的多位輸出)并在輸出節點44提供數字樣本42。數字樣本42以由時鐘45提供的時鐘信號的頻率確定的采樣率被產生。數字樣本序列42代表輸入信號24在不同采樣時間的振幅。數字樣本42的輸出位數量可以是任何數量，這至少部分地取決于所期望的分辨率。
[0017]在示例配置中，時鐘信號的頻率可以在大約200至大約400兆赫(例如，320兆赫)的范圍內，雖然更高或更低的時鐘頻率也可以被使用。時鐘信號的頻率導致在量化器38的輸出處產生過采樣數字樣本序列，其中量化噪聲覆蓋的波段比采樣率比較慢的時候的波段寬。示例時鐘頻率不意味著將本發明主題的應用限制于在上述時鐘頻率下操作的量化器，這是因為實施例也可以被結合到更快或更慢的量化器中。
[0018]量化器38的輸出可以被應用于動態兀件匹配(DEM)電路50的輸入(例如,通過導體51傳送)。有幾種已知的可以被用于DEM電路50的DEM電路拓撲，并且這些DEM電路拓撲起到消除反饋數模轉換器(DAC) 52的反饋元件之間的不匹配的作用。DEM電路50的輸出導體54耦合于DAC52的輸入，其輸出在導體28上產生上述提到的負反饋信號。
[0019]圖2顯示了可以在CTS-AADC，例如圖1所示的示例CT2-AADC20中實施的現有技術量化器的簡化示圖。現有技術量化器60在本發明中被提供以說明可能在現有技術量化器設計中出現的問題，其中本發明的實施例可以帶有所述現有技術量化器設計。
[0020]在這個例子中，現有技術量化器60是差分電路，其被配置以在輸入接收正模擬輸入信號62, VIN_P和負輸入信號64, VIN_N,用于在輸出轉換成數字值66,量化器60包括至少一個電壓參考網絡68、70和匹配的比較器的集合72。在這個例子中，電壓參考網絡68、70是電阻式梯形網絡(S卩，一系列匹配電阻)。由此，電壓參考網絡將在下文中被稱為電阻式梯形網絡。然而，本領域所屬技術人員將認識到其它電壓參考網絡設計，例如，電容參考網絡設計可以被實施。通常，在操作期間，正負參考電壓74、76在電壓參考網絡68、70的一系列匹配電阻兩端產生電壓降，而輸入信號62、64有所變化。根據該變化，不同數量的比較器72在給定時間周期被開啟/關閉。
[0021]每一個比較器72包括兩個主要元件，被配置以放大在比較器72接收的輸入信號62,64的前置放大器級78、和鎖存器級80。為了說明的目的，現有技術量化器60被示為有6個比較器72、以及它們相關的前置放大器級78和鎖存器級80。應了解，量化器60可以包括多于或少于6個比較器72，正如在前置放大器之間插入的垂直虛線78所表示的。在該現有技術實施例中，前置放大器級78有差分輸入，以便前置放大器級78的正、負輸出82、84與正和負參考電壓86、88和輸入信號62、64之間的差值成正比。
[0022]每一個比較器72的鎖存器級80提供了鎖存功能，從而使在預定電平以上的所有前置放大器輸出82、84在鎖存器級80的輸出90、92產生數字“I”。來自鎖存器級80的輸出90、92的輸出信號在數字編碼器94被編碼以產生數字值66，即，數字樣本序列。鎖存器級80被時鐘同步，即，它只當被外部時鐘，例如，時鐘45 (圖1)控制時，執行其鎖存功能。這確保了量化器60的輸出，即，數字值66，是以時鐘頻率采樣的數據流。
[0023]每一個比較器72的前置放大器78有高增益。高增益和鎖存器的組合確保了到前置放大器78的輸入信號62、64僅需要極少量超過參考電壓86、88，以使比較器72的輸出為數字“I”。此外，前置放大器級78通常有非常高的帶寬，具有小的開環增益。因此，在比較器的集合72中使用多個前置放大器78可能滿足信噪比(SNR)以及信噪失真比(SNDR)性能要求。然而不幸的是，前置放大器級78消耗了靜態功率(S卩，連續從電源消耗的恒定功率)，該功率是在非常高的速度量化器(例如，320兆赫)中消耗的功率的主要部分。該高功耗可以在包括了一個以上的量化器的系統器件中加劇。此外，基于前置放大器的比較器會遇到其中晶體管沒有足夠的電壓來保持飽和并且隨著輸入電壓的增加慢慢進入三極管區的電壓裕量問題，從而導致在上和下電壓范圍的信號失真。
[0024]圖3顯示了可以在CTS-AADC，例如在圖1中顯示的示例CT Σ - Λ ADC20中實施的另一個現有技術量化器100的簡化示圖。此外，在本發明提供現有技術量化器100以用于說明可能在可以帶有本發明的實施例的其它現有技術量化器設計中出現的問題。現有技術量化器100不同于量化器60 (圖2)的地方在于比較器的集合102包括開關電容器級104以代替包括在比較器72 (圖2)中的前置放大器級78 (圖2)。
[0025]開關電容器級104是有時在要求節省功耗的量化器中使用的電路元件。特別地，基于開關電容器的量化器，例如現有技術量化器100不消耗靜態電流。降低開關電容器級104的功耗有效地降低了整個系統的功耗。然而不幸的是，功耗的降低和開關電容器級104的性能是權衡關系。即，基于開關電容器的比較器102遭受更高的反沖噪聲、時鐘饋通和電荷注入。
[0026]反沖噪聲是從輸出反耦到輸入的開關噪聲。在量化器100的情況下，每當鎖存器80的輸出發生變化的時候，該輸出可以反耦到輸入，它可以顯著干擾輸入。時鐘饋通是指這樣的條件:其中每當時鐘輸入被應用于在基于開關電容器的電路中被用作開關的傳輸門的時候，時鐘輸入耦合于輸出。電荷注入是指這樣條件:其中每當晶體管開關從其開啟狀態改變為關閉狀態的時候，存在于晶體管溝道中的電荷被抽向源極和漏極，反之亦然。因此，雖然基于開關電容器的比較器102可能滿足功耗要求，它們不像基于前置放大器的比較器(例如，圖2中的比較器72)那樣精確。因此，采用了基于開關電容器的比較器102的量化器可能不能滿足嚴格的SNR和SNDR性能要求。
[0027]現在參照圖4，圖4根據一個示例實施例，顯示了可以在CTS-AADC(例如，圖1中顯示的CT2-AADC20)中實施的量化器100的簡化示圖。量化器110結合了基于前置放大器的比較器和基于開關電容器的比較器的優化使用以產生滿足了 SNR和SNDR性能要求的系統，同時相對于現有技術高精確度量化設計實現功耗節省。
[0028]量化器110是差分電路,其被配置以在輸入接收模擬輸入信號112、114、VIN_P和Vim用于在輸出轉換成數字值116，Vtot_d。量化器110包括至少一個電壓參考網絡118、120和比較器的集合122。再次地，電壓參考網絡118、120由電阻式梯形網絡表示。因此，元件118和120將在下文中被稱為電阻式梯形網絡118和120。然而，本領域所屬技術人員將認識到其它電壓參考網絡設計，例如，電容器梯形網絡可以在本發明中被實施。在操作期間，由電壓源128提供的輸入正和負參考電壓124、126跨電阻式梯形網絡118、120的一系列匹配電阻器130產生電壓降以生成多個正和負參考電壓132、134。相對于不同參考電壓132、134，基于輸入信號112、114的變化，不同數量的比較器122在給定時間周期被開啟/關閉。術語“匹配”在本發明中被用于指這樣條件:一組中的每一元件是基本上相同的。
[0029]與在一些現有技術量化器(結合圖2所討論的)中使用的基于前置放大器的比較器相對比，以及與在其它現有技術量化器(結合圖3所討論的)中使用的基于開關電容器的比較器相對比，所述比較器的集合122被再分成子組或子集。特別是，所述比較器的集合122包括比較器的第一子集136、比較器的第二子集138以及比較器的第三子集140。在本發明中使用的術語“第一”、“第二”、“第三”等等不是指可數的元件系列內的元件的排序或優先級。相反，術語“第一”、“第二”、“第三”等等是為了清楚的討論，用于將某些元件或元件組彼此區分開。
[0030]第一子集136的每一個比較器122包括第一開關電容器級142和第一鎖存器級144，第一鎖存器級144耦合于其關聯的第一開關電容器級142的輸出146、148。第二子集138的每一個比較器122包括前置放大器級150和第二鎖存器級152，第二鎖存器級152耦合于其關聯的前置放大器級150的輸出154、156。并且，第三子集140的每一個比較器122包括第二開關電容器級158和第三鎖存器級160，第三鎖存器級160耦合于其關聯的第二開關電容器級158的輸出162、164。
[0031]在一個實施例中，第一開關電容器級142和第二開關電容器級158是匹配的(SP，基本上相同的)電路元件。同樣，第一、第二和第三鎖存器級144、152和160是匹配的(SP，基本上相同的)。為了說明的目的，量化器110被示為有6個比較器122。在其它實施例中，量化器110可以包括多于或少于6個比較器122 (正如在第一和第二子集136和138之間以及在第二和第三子集138和140之間插入的垂直虛線所表示的)，這取決于位數量、SNR/SNDR以及功耗的要求。
[0032]在該實施例中，每一個第一開關電容器級142、前置放大器級150和第二開關電容器級158有差分輸入。因此,每一個第一開關電容器級142的第一正和負輸出信號166、168與它們各自的正、負參考電壓132、134和輸入信號112、114之間的差值成正比。同樣,每一個前置放大器級150的第二正、負輸出信號170、172與它們各自的正、負參考電壓132、134和輸入信號112、114之間的差值成正比。此外,每一個第二開關電容器級158的第三正、負輸出信號174、176與它們各自的正、負參考電壓132、134和輸入信號112、114之間的差值成正比。
[0033]第一子集136的每一個比較器122的第一鎖存器級144被配置以對來自第一開關電容器級142的輸出146、148的第一輸出信號166、168執行鎖存操作。第二子集138的每一個比較器122的第二鎖存器級152被配置以對來自前置放大器級150的輸出154、156的第二輸出信號170、172執行鎖存操作。此外，第三子集140的每一個比較器122的第三鎖存器級160被配置以對來自第二開關電容器級158的輸出162、164的第三輸出信號174、176執行鎖存操作。根據鎖存功能，在預定電平以上的所有輸出信號166、168、170、172、174和176分別在其相關的第一、第二和第三鎖存器級144、152和160的鎖存輸出178、180處產生數字“I”。鎖存器級144、152和160的鎖存輸出178、180處的輸出信號在數字編碼器182處被編碼以產生數字值116，即，多位數字樣本的并行或串行序列。
[0034]圖5顯示了圖表190示例功耗以及在量化器，例如量化器110 (圖4)內實施的基于前置放大器的比較器和基于開關電容器的比較器的組合之間的噪聲權衡。特別地，圖表190的橫軸表示了從左增大到右的功耗192。圖表190的縱軸表示了從零垂直地增加到N個比較器的比較器的數量194。在該例子中，N=2n，其中比較器的數量194針對“η”位的量化器確定。圖表190的縱軸也表示了噪聲的量度，更具體地說，從60分貝(60dB)垂直地增加到80分貝(80dB)的信噪失真比(SNDR) 196。字母“J”表示了基于更高精確度、更高功耗前置放大器的比較器(例如，圖4中顯示的子集138內的比較器122)。而字母“K”表示了基于更低精確度、更低功耗開關電容器的比較器(例如，圖4中顯示的子集136和140內的比較器122)。應了解，SNDR要求不限制于60-80分貝。相反，SNDR要求可以更高，這取決于特定設計要求。
[0035]通常，圖表190揭示了在有預定數量194、N的比較器的量化器110 (圖4)中，隨著基于更高精確度、更高功耗前置放大器的比較器的數量從O增加到N，以及基于更低精確度、更低功耗開關電容器的比較器(K)的數量從N減少到0，SNDR196有利地增加。然而，功耗192也增加。相反，圖表190揭示了當基于更低精確度、更低功耗開關電容器的比較器(K)的數量從O增加到N，以及基于更高精確度、更高功耗前置放大器的比較器(J)的數量相應地從N減少到0，功耗192減少。然而，SNDR196也減少。實施例包含基于更高精確度、更高功耗前置放大器的比較器(J)和基于更低精確度、更低功耗開關電容器的比較器(K)的優化配置以實現所需SNDR196并且優化功耗196。
[0036]圖6根據一個示例實施例，顯示了可以結合量化器，例如量化器110 (圖4)使用的圖表示例參考電壓202的圖表200。圖表200將結合電阻式梯形網絡118(圖4)進行描述。然而，下面的討論同樣適用于電阻式梯形網絡120。由電壓源128 (圖4)所提供的輸入參考電壓124 (圖4)跨電阻器串130 (圖4)產生電壓降，以生成多個參考電壓132。在該例子中為16個參考電壓132,即，16個不同的電壓電平(由圖表200中的V8到-V8表不的)被生成。每一個不同的參考電壓132被輸入到其相應的比較器122中的一個(圖4)。
[0037]在該例子中，參考電壓132以大約是零伏的中間點為中心。即，參考電壓132的等效數量在對應于零伏特204的中線202上方，并且參考電壓132的等效數量在中線202的下方。參考電壓132的第一集合206對應于輸入信號112，VIN_P的高電壓范圍208。參考電壓132的第二集合210對應于輸入信號112的中間電壓范圍212，并且參考電壓132的第三集合214對應于輸入信號112的低電壓范圍216。雖然參考電壓132以對應于零伏的正中線為中心，應了解，參考電壓132不必以零伏為中心，而是反而可以以量化器特定設計要求確定的任何電壓范圍的中心為中心。
[0038]在一個實施例中，中間電壓范圍212以大約零伏204為中心，其中高電壓范圍208包括的模擬電壓值大于包括在中間電壓范圍206內的模擬電壓值，以及包括在低電壓范圍216內的模擬電壓值小于包括在中間電壓范圍206內的模擬電壓值。因此，參考電壓132的第二集合210以大約零點標記202為中心，參考電壓132的第一集合206高于即大于第二集合210，并且參考電壓132的第三集合214低于即小于第二集合210。[0039]饋通可以是量化器中誤差的重要源。輸入信號例如輸入信號112到電壓參考網絡的電容性饋通可以導致在電壓參考網絡的每一個抽頭或節點處的參考電壓從其標稱DC值充分地發生改變，這取決于轉換器性能。通常，用于生成參考電壓132的參考電壓網絡，例如電阻式梯形網絡118 (圖4)在梯形的中間有最高饋通，而在梯形的較低和較高部分有最低饋通。即，由于適當的解耦，對應于高電壓范圍208和低電壓范圍216的電阻式梯形網絡118 (圖4)的節點218 (同樣參見圖4)處的模擬輸入信號112可以忽略。然而，模擬輸入信號112的最大饋通將發生在對應于中間電壓范圍212的節點218。因此，SNDR196 (圖5)中的大多數的下降由于網絡的中間范圍而發生，即在參考電壓210的第二集合處，對應于模擬輸入信號112的中間電壓范圍212。
[0040]因此，量化器110被優化使得帶有更高精確度前置放大器級150的比較器122(圖4)的第二子集138 (圖4)被配置以將輸入信號112與同中間電壓范圍212相關聯的參考電壓132的第二集合210進行比較。此外，量化器110被優化使得帶有更低功耗第一開關電容器級142的比較器122的第一子集136 (圖4)被配置以將輸入信號112與同高電壓范圍208相關聯的參考電壓132的第一集合206進行比較。同樣，帶有更低功耗第二開關電容器級158的比較器122的第三子集140 (圖4)被配置以將輸入信號112與同低電壓范圍216相關聯的參考電壓的第三集合214進行比較。
[0041]相對于僅具有基于前置放大器的比較器的現有技術量化器以及相對于僅具有基于開關電容器的比較器的現有技術量化器，量化器110 (圖4)的優化配置可以滿足嚴格的SNR和SNDR要求，同時降低功耗。
[0042]圖7根據一個示例實施例，顯示了包括了 CT2-AADC222的器件220的簡化示圖。CT2-AADC222可以類似于上面討論的CT2-AADC20 (圖1)的體系結構。由此，CT2-AADC222可以包括回路濾波器32、時鐘45、DEM電路50以及DAC52。因此，簡便起見，CTX-AADC222的各個部件將不在此處重復。
[0043]CT2-AADC222包括量化器110。因此，簡便起見，量化器110的部件將不在此重復。在一個實施例中，量化器110包括二階、4位量化器(24)。因此CT Σ - Λ ADC222包括共有16個比較器122的量化器110。量化器110體系結構包含6個(I....6)比較器122，即在第一子集136有第一開關電容器級142 ；4個比較器122，即在第二子集138有前置放大器150，以及6個(I....6)比較器122，即在第三子集140有第二開關電容器級158。在每一個高和低電壓范圍208和216 (圖6)處包括了 6個基于開關的比較器的二階、4位配置量化器以及在中間電壓范圍212處的基于4個前置放大器的比較器代表了量化器110的功耗和所實現的SNR/SNDR之間的合理折衷。在其它實施例中，第二子集138可以包括多于或少于比較器122總數量的四分之一，并且相應地，第一和第三子集136、140可以有少于或多于比較器122總數量的四分之三。此外，在其它實施例中，第一和第三子集136、140中的比較器122的數量可以不相等。
[0044]在本發明的一個或多個實施例中，實現了二階反饋型結構的示例配置被描述，其中所述二階反饋型結構使用了 16個比較器，因此量化電平是16位。然而，隊帶有基于開關電容器的比較器和基于前置放大器的比較器的適合組合的低功耗、高精確度量化器的Δ-Σ調制電路不受限制。因此，可以利用任何系統，而不論回路濾波器(前饋型、反饋型或級聯型)的結構、傳輸特性(低通型、或帶通型)，過濾器階數，或量化電平。[0045]圖8根據一個示例實施例，顯示了一種用于執行模數轉換的方法224的流程圖。由于圖8中描述的各種方法步驟已經在上面更詳細地描述了，下面的討論應被認為是所述方法的概要，并且上面所討論的各種實施例的細節適用于討論圖8的方法步驟。
[0046]所述方法開始于塊226,此時輸入信號(例如，圖4的輸入信號112、114)在量化器內的比較器的集合的每一個處被接收(例如，量化器110的包括了比較器的第一、第二和第三子集136、138和140的比較器122，圖4)。在塊228，多個參考電壓通過電阻式梯形網絡(例如，由梯形電阻網絡118、120提供的參考電壓132、134，圖4)被提供給比較器。
[0047]在塊230，輸入信號通過使用ADC被轉換成數字樣本序列，其中所述ADC包括量化器(例如，包括了量化器110的CTA-2ADC22，其中量化器110包括基于開關電容器的比較器122的第一和第三子集136、140和基于前置放大器的比較器122的第二子集138，圖4和圖7)。在塊232，數字樣本序列從量化器輸出(例如，從圖4的編碼器182輸出的數字值116，V0UT_D)。根據一個實施例，所述方法可以連續地進行，而在其它實施例中，所述方法可以選擇性地禁用。
[0048]應了解，某些圖8中描述的過程塊可以彼此并行進行或與其它過程進行。此外，應了解，某些圖8中描述的過程塊的特定順序可以被修改而基本上實現相同的結果。因此，這樣的修改旨在被包括在本發明的主題范圍內。此外，雖然特定系統配置結合上面的圖4-圖7被描述，實施例也可以在具有其它體系結構的系統中實施。這些和其它變體旨在被包括在本發明主題的范圍內。
[0049]因此，已描述了量化器、模數轉換器及其操作方法的各種實施例。量化器的實施例包括被配置以生成多個參考電壓的電壓參考網絡；以及耦合于所述電壓參考網絡的比較器的集合。每一個所述比較器被配置以接收輸入信號并產生數字樣本序列。所述比較器的集合包括:比較器的第一子集，所述第一子集中的每一個比較器包括第一開關電容器級；比較器的第二子集，所述第二子集中的每一個比較器包括前置放大器級；以及比較器的第三子集，所述第三子集中的每一個比較器包括第二開關電容器級。
[0050]模數轉換器(ADC)的一個實施例包括模擬回路濾波器，模擬回路濾波器具有用于接收所述ADC的輸入信號的輸入并且產生來自所述輸入信號的過濾的輸入信號；以及量化器，量化器具有耦合于所述回路濾波器的輸出的輸入，其中所述量化器量化了來自所述回路濾波器的所述過濾的輸入信號以產生數字樣本序列。所述量化器包括被配置以生成多個參考電壓的電壓參考網絡；以及耦合于所述電壓參考網絡的比較器的集合，每一個所述比較器被配置以接收所述過濾的輸入信號，其中所述比較器的集合包括比較器的第一、第二、第三子集，所述第一子集中的每一個比較器包括第一開關電容器級和耦合于所述第一開關電容器級的第一輸出的第一鎖存器級，所述第二子集中的每一個比較器包括前置放大器級和耦合于所述前置放大器級的第二輸出的第二鎖存器級，以及所述第三子集中的每一個比較器包括第二開關電容器級和耦合于所述第二開關電容器級的第三輸出的第三鎖存器級。
[0051]還公開了一種通過使用模數轉換器(ADC)執行模數轉換的方法的實施例，所述ADC包括量化器，所述量化器包括電壓參考網絡和耦合于所述電壓參考網絡的比較器的集合，其中所述比較器的集合包括比較器的第一、第二、第三子集，所述第一子集中的每一個比較器包括第一開關電容器級，所述第二子集中的每一個比較器包括前置放大器級，以及所述第三子集中的每一個比較器包括第二開關電容器級，并且所述方法包括:在每一個所述比較器處接收輸入信號，以及通過所述電壓參考網絡給所述比較器提供多個參考電壓，每一個所述參考電壓與每一個所述比較器相關聯。所述方法還包括:通過使用所述ADC將所述輸入信號轉換成數字樣本序列。所述轉換操作包括在所述第一子集中的所述每一個比較器處，將所述輸入信號和來自所述參考電壓的第一集合的所述參考電壓中的一個進行比較，所述所述參考電壓的第一集合對應于所述輸入信號的高電壓范圍。所述轉換操作還包括:在所述第二子集中的所述每一個比較器處，將所述輸入信號和來自所述參考電壓的第二集合的所述參考電壓中的一個進行比較，所述參考電壓的所述第二集合對應于所述輸入信號的中間電壓范圍；以及所述轉換操作還包括:在所述第三子集中的所述每一個比較器處，將所述輸入信號和來自所述參考電壓的第三集合的所述參考電壓中的一個進行比較，所述參考電壓的所述第三集合對應于所述輸入信號的低電壓范圍，其中所述中間電壓范圍以大約零伏為中心，所述高電壓范圍大于所述中間電壓范圍，并且所述低電壓范圍小于所述中間電壓范圍。
[0052]雖然結合特定系統、裝置、以及方法，已經對本發明主題的原則進行了描述，應該清楚了解到該描述僅僅是通過例子而不是對本發明主題范圍的限制。本發明所描述的以及附圖中所示出的各種功能或處理塊可以在硬件、固件、軟件或由其產生的任何組合中得到實施。此外，本發明所采用的措辭或術語是為了描述而不是限制。
[0053]特定實施例的上述描述充分揭示了本發明主題的一般性質，以便其他人通過應用當前知識可以很容易地修改和/或使其適應于各種應用而不脫離一般概念。因此，這樣的適應和修改在所公開的實施例的等同物的意義和范圍之內。本發明主題涵蓋了所有這些落入附屬權利要求書的精神和范圍之內的替換、修改、等同物、以及變化。
【權利要求】
1.一種量化器，包括: 被配置以生成多個參考電壓的電壓參考網絡；以及 耦合于所述電壓參考網絡的比較器的集合，所述比較器中的每一個被配置以接收輸入信號并產生數字樣本序列，其中所述比較器的集合包括: 比較器的第一子集，所述第一子集中的每一個比較器包括第一開關電容器級； 比較器的第二子集，所述第二子集中的每一個比較器包括前置放大器級；以及 比較器的第三子集，所述第三子集中的每一個比較器包括第二開關電容器級。
2.根據權利要求1所述的量化器，其中 比較器的所述第一子集被配置以將所述輸入信號與參考電壓的第一集合進行比較，參考電壓的所述第一集合對應于所述輸入信號的高電壓范圍； 比較器的所述第二子集被配置以將所述輸入信號與參考電壓的第二集合進行比較，參考電壓的所述第二集合對應于所述輸入信號的中間電壓范圍；以及 比較器的所述第三子集被配置以將所述輸入信號與參考電壓的第三集合進行比較，參考電壓的所述第三集合對應于所述輸入信號的低電壓范圍。
3.根據權利要求2所述的量化器，其中所述高電壓范圍大于所述中間電壓范圍，并且所述低電壓范圍小于所述中間電壓范圍。
4.根據權利要求2所述的量化器，其中所述中間電壓范圍以大約零伏為中心。
5.根據權利要求1所述的量化器，其中: 所述電壓參考網絡包括一系列電阻器；并且 所述量化器還包括耦合于所述電壓參考網絡以用于給所述電壓參考網絡提供參考電壓的電壓源，所述參考電壓在所述一系列電阻器中的所述電阻的兩端生成電壓降以生成所述多個參考電壓。
6.根據權利要求5所述的量化器，其中所述多個參考電壓以大約零伏為中心。
7.根據權利要求1所述的量化器，其中: 所述第一子集中的所述每一個比較器還包括耦合于所述第一開關電容器級的第一輸出的第一鎖存器級，每一個所述第一鎖存器級被配置以在來自所述第一開關電容器級的所述第一輸出的第一輸出信號上執行鎖存操作； 所述第二子集中的所述每一個比較器還包括耦合于所述前置放大器級的第二輸出的第二鎖存器級，每一個所述第二鎖存器級被配置以在來自所述前置放大器級的所述第二輸出的第二輸出信號上執行所述鎖存操作；以及 所述第三子集中的所述每一個比較器還包括耦合于所述第二開關電容器級的第三輸出的第三鎖存器級，每一個所述第三鎖存器級被配置以在來自所述第二開關電容器級的所述第三輸出的第三輸出信號上執行所述鎖存操作。
8.根據權利要求1所述的量化器，其中比較器的所述集合中的每一個比較器被配置為微分電路。
9.根據權利要求1所述的量化器，其中所述量化器包括二階四位量化器。
10.根據權利要求9所述的量化器，其中用于所述二階四位量化器的比較器的所述集合包括16個比較器，比較器的所述第一子集包括所述16個比較器中的6個，比較器的所述第二子集包括所述16個比較器中的4個，并且比較器的所述第三子集包括所述16個比較器中的6個。
11.一種模數轉換器ADC，包括: 模擬回路濾波器，具有用于接收所述ADC的輸入信號的輸入并且從所述輸入信號產生過濾的輸入信號；以及 量化器，具有耦合于所述回路濾波器的輸出的輸入，其中所述量化器量化來自所述回路濾波器的所述過濾的輸入信號以產生數字樣本序列，所述量化器包括: 被配置以生成多個參考電壓的電壓參考網絡；以及 耦合于所述電壓參考網絡的比較器的集合，所述比較器中的每一個被配置以接收所述過濾的輸入信號，其中比較器的所述集合包括比較器的第一、第二、第三子集，所述第一子集中的每一個比較器包括第一開關電容器級和耦合于所述第一開關電容器級的第一輸出的第一鎖存器級，所述第二子集中的每一個比較器包括前置放大器級和耦合于所述前置放大器級的第二輸出的第二鎖存器級，并且所述第三子集中的每一個比較器包括第二開關電容器級和耦合于所述第二開關電容器級的第三輸出的第三鎖存器級。
12.根據權利要求11所述的ADC，其中所述ADC包括連續時間Σ-AADC。
13.根據權利要求11所述的ADC，其中: 比較器的所述第一子集被配置以將所述過濾的輸入信號和參考電壓的第一集合進行比較，參考電壓的所述第一集合對應于所述過濾的輸入信號的高電壓范圍； 比較器的所述第二子集被配置以將所述過濾的輸入信號和參考電壓的第二集合進行比較，參考電壓的所述第二集合對應于所述過濾的輸入信號的中間電壓范圍；并且 比較器的所述第三子集被配置以將所述過濾的輸入信號和參考電壓的第三集合進行比較，參考電壓的所述第三集合對應于所述過濾的輸入信號的低電壓范圍。
14.根據權利要求13所述的ADC，其中所述高電壓范圍大于所述中間電壓范圍，并且所述低電壓范圍小于所述中間電壓范圍。
15.根據權利要求11所述的ADC，其中: 所述電壓參考網絡包括一系列電阻器；并且 所述量化器還包括耦合于所述電壓參考網絡以用于給所述電壓參考網絡提供參考電壓的電壓源，所述參考電壓在所述一系列電阻器中的所述電阻的兩端生成電壓降以生成所述多個參考電壓。
16.根據權利要求15所述的ADC，其中所述多個參考電壓以大約零伏為中心。
17.根據權利要求11所述的ADC，其中: 比較器的所述第一子集的每一個所述第一鎖存器級被配置以在來自所述第一開關電容器級的所述第一輸出的第一輸出信號上執行鎖存操作； 比較器的所述第二子集的每一個所述第二鎖存器級被配置以在來自所述前置放大器級的所述第二輸出的第二輸出信號上執行所述鎖存操作；并且 比較器的所述第三子集的每一個所述第三鎖存器級被配置以在來自所述第二開關電容器級的所述第三輸出的第三輸出信號上執行所述鎖存操作。
18.根據權利要求11所述的ADC，其中所述量化器包括二階四位量化器，用于所述二階四位量化器的比較器的所述集合包括16個比較器，比較器所述的第一子集包括所述16個比較器中的6個，比較器的所述第二子集包括所述16個比較器中的4個，并且比較器的所述第三子集包括所述16個比較器中的6個。
19.一種使用模數轉換器ADC執行模數轉換的方法，所述ADC包括量化器，所述量化器包括電壓參考網絡和耦合于所述電壓參考網絡的比較器的集合，并且所述方法包括: 在每一個所述比較器處接收輸入信號，其中比較器的所述集合包括比較器的第一、第二、第三子集，所述第一子集中的每一個比較器包括第一開關電容器級，所述第二子集中的每一個比較器包括前置放大器級，并且所述第三子集中的每一個比較器包括第二開關電容器級； 通過所述電壓參考網絡給所述比較器提供多個參考電壓，所述參考電壓中的每一個參考電壓與所述比較器中的每一個比較器相關聯； 使用所述ADC將所述輸入信號轉換成數字樣本序列，所述轉換操作包括: 在所述第一子集中的所述每一個比較器處，將所述輸入信號與來自所述參考電壓的第一集合中的所述參考電壓中的一個進行比較，所述參考電壓的所述第一集合對應于所述輸入信號的高電壓范圍； 在所述第二子集中的所述每一個比較器處，將所述輸入信號與來自所述參考電壓的第二集合中的所述參考電壓中的一個進行比較，所述參考電壓的所述第二集合對應于所述輸入信號的中間電壓范圍；以及 在所述第三子集中的所述每一個比較器處，將所述輸入信號與來自所述參考電壓的第三集合中的所述參考電壓中的一個進行比較，所述參考電壓的所述第三集合對應于所述輸入信號的低電壓范圍，其中所述高電壓范圍大于所述中間電壓范圍，并且所述低電壓范圍小于所述中間電壓范圍。
20.根據權利要求19所述的方法，其中所述轉換操作還包括: 在來自所述第一開關電容器級的第一輸出的第一輸出信號上執行鎖存操作，其中所述第一子集中的每一個比較器還包括耦合于所述第一開關電容器級的所述第一輸出的第一鎖存器級，使得所述執行操作在每一個所述第一鎖存器級處執行； 在來自所述前置放大器級的第二輸出的第二輸出信號上執行所述鎖存操作，其中所述第二子集中的每一個比較器還包括耦合于所述前置放大器級的所述第二輸出的第二鎖存器級，使得所述執行操作在每一個所述第二鎖存器級處執行；以及 在來自所述第二開關電容器級的第三輸出的第三輸出信號上執行鎖存操作，其中所述第三子集中的每一個比較器還包括耦合于所述第二開關電容器級的所述第三輸出的第三鎖存器級，使得所述執行操作在每一個所述第三鎖存器級處執行。
【文檔編號】H03M3/00GK104009760SQ201410049221
【公開日】2014年8月27日 申請日期:2014年2月13日 優先權日:2013年2月21日
【發明者】M·N·卡比爾, B·布瑞斯韋爾, R·施瓦勒 申請人:飛思卡爾半導體公司