放大器電路及其控制電路和控制方法
【專利摘要】一種放大器電路及其控制電路和控制方法，其中，第一電容的第一端適于接收輸入信號，第一電容的第二端連接第一電感的第一端；第一電感的第二端連接第一MOS管的柵極；第一MOS管的源極連接第二電感的第一端，第一MOS管的漏極連接第二MOS管的源極，第一MOS管的襯底連接第二電阻的第一端和開關的第一端；第二MOS管的漏極連接第三電感的第一端、第一電阻的第一端和第二電容的第一端；第二電容的第二端連接第三電容的第一端；第三電感的第二端連接第一電阻的第二端和第三電容的第二端；第二電感的第二端、第二電阻的第二端和開關的第二端；第一MOS管和第二MOS管均工作在飽和區。
【專利說明】放大器電路及其控制電路和控制方法
【技術領域】
[0001 ] 本發明涉及一種放大器電路及其控制電路和控制方法。
【背景技術】
[0002]同步全球定位系統(Simultaneous GPS，S-GPS)是GPS信號的接收和手機語音或數據信號的傳輸在同一時間發生的操作。語音或數據傳輸中的干擾信號可能會泄漏到GPS接收機的通路中，并會因接收機的低噪聲放大器或接收器后端的過載而影響接收器的靈敏度。
[0003]一般而言，在手機內部環境相對較為嘈雜，而天線接收到的GPS信號非常微弱，設計人員需要對微弱傳入的GPS信號，同時還有語音或數據傳輸中的強干擾信號保持GPS接收器的靈敏度。這需要GPS接收機前端的低噪聲放大器針對微弱的GPS信號具有低噪聲系數和高增益，同時還能非常有效地阻斷強干擾信號，高線性度的低噪聲放大器設計有為關鍵。然而，現有放大器無法達到上述要求。
【發明內容】
[0004]本發明解決的問題是現有放大器的線性度不高。
[0005]為解決上述問題，本發明提供一種放大器電路，包括:第一電容、第二電容、第三電容、第一電感、第二電感、第三電感、第一 MOS管、MOS管組、第一電阻、第二電阻和開關，所述MOS管組包括:第二 MOS管；
[0006]所述第一電容的第一端適于接收輸入信號，所述第一電容的第二端連接所述第一電感的第一端；
[0007]所述第一電感的第二端連接所述第一 MOS管的柵極；
[0008]所述第一 MOS管的源極連接所述第二電感的第一端，所述第一 MOS管的漏極連接所述第二 MOS管的源極，所述第一 MOS管的襯底連接第二電阻的第一端和開關的第一端；
[0009]所述第二 MOS管的漏極連接所述第三電感的第一端、第一電阻的第一端和第二電
容的第一端；
[0010]所述第二電容的第二端連接所述第三電容的第一端；
[0011]所述第三電感的第二端連接第一電阻的第二端和第三電容的第二端并適于輸入第一電壓；
[0012]所述第二電感的第二端、第二電阻的第二端和開關的第二端均適于輸入第二電壓；
[0013]所述第一 MOS管和第二 MOS管均工作在飽和區，所述第一電壓和第二電壓的電壓值不相等。
[0014]可選的，所述第一 MOS管為共源結構。
[0015]可選的，所述MOS管組還包括:第三MOS管；
[0016]所述第三MOS管的源極連接所述第二 MOS管的源極，所述第三MOS管的漏極連接所述第二 MOS管的漏極；
[0017]所述第三MOS管工作在弱反型區。
[0018]可選的，所述第二 MOS管和第三MOS管均為共柵結構。
[0019]可選的，所述放大器電路還包括:第四電容；
[0020]所述第四電容的第一端連接所述第三電感的第二端，所述第四電容的第二端連接所述第二電容的第一端。
[0021]可選的，所述放大器電路還包括:第四電感；
[0022]所述第四電感的第一端連接所述第二電容的第二端。
[0023]本發明還提供一種上述放大器電路的控制電路，包括:
[0024]切換單元,適于在所述輸入信號的功率大于功率閾值,或者所述輸入信號中的干擾信號的功率大于干擾功率閾值時，控制所述開關處于開啟狀態。
[0025]可選的，所述切換單元還適于在所述輸入信號的功率小于或等于所述功率閾值，或者所述輸入信號中的干擾信號的功率小于或等于所述干擾功率閾值時，控制所述開關處于閉合狀態。
[0026]本發明還提供一種上述放大器電路的控制方法，包括:
[0027]在所述輸入信號的功率大于功率閾值,或者所述輸入信號中的干擾信號的功率大于干擾功率閾值時，控制所述開關處于開啟狀態。
[0028]所述控制方法還包括:
[0029]在所述輸入信號的功率小于或等于所述功率閾值，或者所述輸入信號中的干擾信號的功率小于或等于所述干擾功率閾值時，控制所述開關處于閉合狀態。
[0030]與現有技術相比，本發明的技術方案的放大器電路可以減小三階非線性項，從而提高了放大器電路的線性度。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0031]圖1是本發明放大器電路的一結構示意圖；
[0032]圖2是本發明放大器電路的另一結構示意圖；
[0033]圖3是本發明放大器電路的又一結構示意圖；
[0034]圖4是本發明放大器電路的又一結構示意圖；
[0035]圖5是本發明放大器電路的又一結構示意圖。
【具體實施方式】
[0036]為使本發明的上述目的、特征和優點能夠更為明顯易懂，下面結合附圖對本發明的具體實施例做詳細的說明。
[0037]如圖1所不，本發明提供一種放大器電路，包括:第一電容Cl、第二電容C2、第三電容C3、第一電感L1、第二電感L2、第三電感L3、第一 MOS管Ml、MOS管組M、第一電阻R1、第二電阻R2和開關K，所述MOS管組M包括:第二 MOS管M2。
[0038]所述第一電容Cl的第一端適于接收輸入信號VIN,所述第一電容Cl的第二端連接所述第一電感LI的第一端。
[0039]所述第一電感LI的第二端連接所述第一 MOS管Ml的柵極。[0040]所述第一 MOS管Ml的源極連接所述第二電感L2的第一端，所述第一 MOS管Ml的漏極連接所述第二 MOS管M2的源極，所述第一 MOS管Ml的襯底連接第二電阻R2的第一端和開關K的第一端。
[0041]所述第二 MOS管M2的漏極連接所述第三電感L3的第一端、第一電阻Rl的第一端和第二電容C2的第一端。
[0042]所述第二電容C2的第二端連接所述第三電容C3的第一端。
[0043]所述第三電感L3的第二端連接第一電阻Rl的第二端和第三電容C3的第二端并適于輸入第一電壓。
[0044]所述第二電感L2的第二端、第二電阻R2的第二端和開關K的第二端均適于輸入
第二電壓。
[0045]所述第一 MOS管Ml和第二 MOS管均工作在飽和區，所述第一電壓和第二電壓的電壓值不相等。
[0046]本領域技術人員可以知曉，當第一 MOS管Ml和第二 MOS管M2均為NMOS管時，第一電壓可以為所述放大器電路的電源電壓VDD，第二電壓為地電壓；當第一 MOS管Ml和第二 MOS管M2均為PMOS管時，所述第一電壓可以為地電壓，第二電壓為所述放大器電路的電源電壓VDD。以下僅以第一 MOS管Ml和第二 MOS管M2均為NMOS管作為本實施例的實現方式繼續描述，本領域技術人員可以根據本實施例得知第一 MOS管Ml和第二 MOS管M2均為PMOS管的實現方式。
[0047]由于第二 MOS管M2工作在飽和區，所以第二 MOS管M2的柵極輸入的第一柵極電壓VGl可以與電源電壓VDD相等，即第二 MOS管M2的柵極可以直接連接第三電感L3的第
~.-5.JJU
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[0048]在本實施例中，第一 MOS管Ml可以為共源結構的MOS管，第二 MOS管M2可以為共柵結構的MOS管。
[0049]根據晶體管的小信號等效模型可以得知，從輸入端看到的等效阻抗Zin:
[0050]Zin=I/(s*Cgs)+s*(Ls+Lg)+gl*Ls/Cgs (I)
[0051]s為拉普拉斯變量，Cgs為第一 MOS管Ml的柵源電容的電容值，Lg為第一電感LI的電感值，Ls為第二電感L2的電感值，gl為第一 MOS管Ml的柵源電壓引起的線性跨導，所述拉普拉斯變量s與輸入信號VIN的頻率有關。
[0052]當公式(I)中的前兩項大小相等時抵消，公式(I)可表示為實數形式Rin=gl*Ls/Cgs0
[0053]因此，第一 MOS管Ml的柵源電壓的電壓值Vgs:
[0054]Vgs=Vin/(Rin*Cgs*s) (2)
[0055]Vin為輸入信號VIN的電壓值。
[0056]僅考慮跨導引起的非線性時，第一MOS管Ml的柵源電壓引起的漏極電流的電流值Idl:
[0057]Idl=gl*Vgs+g2*V2gs+g3*V3gs (3)
[0058]g2為第一 MOS管Ml的柵源電壓引起的二階跨導，g3為第一 MOS管Ml的柵源電壓引起的三階跨導。
[0059]對無線通信系統而言，在IIP3和IIP2這兩個線性度的指標中，IIP3遠比IIP2重要，因此，本實施例忽略g2的影響，第一MOS管Ml的柵源電壓引起的漏極電流的電流值Idl可以表示為:
[0060]Idl=gl*Vgs+g3*V3gs (4)
[0061]將公式(2)代入公式(4)中，第一 MOS管Ml的柵源電壓引起的漏極電流的電流值Idl:
[0062]Idl= (Vin/(Rin*Cgs*s))*gl+(Vin/(Rin*Cgs*s)) 3*g3 (5)
[0063]在本實施例中，當開關K處于開啟狀態時，第一 MOS管Ml的襯底通過第二電阻R2接地，第一MOS管Ml的襯底不再是地而是一個節點，因此需要考慮其它節點到襯底的電容。
[0064]由于第一 MOS管Ml工作在飽和區，所以第一 MOS管Ml的柵極到襯底的電容可以忽略(電流溝道的存在)。第一 MOS管Ml的源極到襯底的電容以及第一 MOS管Ml的漏極到襯底的電容不可忽略。第一 MOS管Ml的源極到襯底的電容的電容值Csb與第一 MOS管Ml的漏極到襯底的電容的電容值Cdb可以近似看作相等，即Cdb=Csb。
[0065]由基爾霍夫定律可以推出第一 MOS管Ml的襯底交流電勢Vb:
[0066]Vb=(Cdb*Vd+Csb*Vs)/(Cdb+Csb)=0.5*(Vd+Vs) (6)
[0067]第一 MOS管Ml的漏極的交流電勢Vd:
[0068]Vd=-Vin/(Rin*Cgs*s)*gl/gml (7)
[0069]gml為MOS管組M的線性跨導。
[0070]當MOS管組M僅包括第二 MOS管M2時，gml為第二 MOS管M2的線性跨導，即第二MOS管M2的柵源電壓引起的線性跨導；當MOS管組M還包括其他MOS管時，gml為組成MOS管組M的所有MOS管的線性跨導之和。
[0071]第一 MOS管Ml的源極的交流電勢Vs:
[0072]Vs=Vin/Rin*Ls*s (8)
[0073]將公式(7)和公式(8)代入公式(6)，第一 MOS管Ml的襯源電壓引起的漏極電流的電流值Id2:
[0074]Id2=gbl* (Vb-Vs)+gb3* (Vb-Vs)3
[0075]=-0.5* (Vin/ (Rin*Cgs*s) * (g I/gmI _Ls*Cgs*s2) *gb I+0.5* (- (Vin/(Rin*Cgs*s) *(gl/gml_Ls*Cgs*s2)) 3*gb3 (9)
[0076]gbl為第一 MOS管Ml的襯源電壓引起的線性跨導，gb3為第一 MOS管Ml的襯源電壓引起的三階跨導。
[0077]由公式(5)和公式(9)可以得到，當開關K處于開啟狀態時，第一 MOS管Ml的漏極電流的電流值Id:
[0078]Id=Idl+Id2=(Vin/(Rin*Cgs*s))*gl+(Vin/(Rin*Cgs*s)) 3*g3
[0079]-0.5* (Vin/ (Rin*Cgs*s) * (gI/gm1-Ls*Cgs*s2) *gb I+0.5* (- (Vin/(Rin*Cgs*s) *(gl/gml_Ls*Cgs*s2)) 3*gb3 (10)
[0080]由于s2為負數，所以gb3的系數為負數，則第一 MOS管Ml的襯源電壓引起的漏極電流的電流值Id2中的三階跨導會減小第一 MOS管Ml的柵源電壓引起的漏極電流的電流值Idl的三階跨導，即減小了非線性度。
[0081]本領域技術人員可以根據實際需要，根據本實施例提供的技術方案，為一 MOS管Ml選擇合適的尺寸，為第二電阻R2選擇合適的電阻值，從而進一步減小三階跨導引起的非線性度，甚至可以做到完全抵消。
[0082]由公式(10)可以看出，在非線性度減小的同時，有效的線性跨導也會部分抵消。但是，由于調整第二電阻R2的電阻值時，第一 MOS管Ml的襯源電壓引起的三階跨導gb3會隨之改變，而第一MOS管Ml的柵源電壓引起的三階跨導g3則基本保持不變，所以，對第一MOS管Ml的尺寸和第二電阻R2的電阻值的進行調整時，不會對放大器電路的功率增益造成較大影響。
[0083]如圖2所示，本實施例所述的MOS管組M還可以包括:第三MOS管M3。
[0084]所述第三MOS管M3的源極連接所述第二 MOS管M2的源極，所述第三MOS管M3的漏極連接所述第二 MOS管M2的漏極；所述第三MOS管M3工作在弱反型區。
[0085]所述第三MOS管M3可以為共柵結構的MOS管。
[0086]為了更清楚的描述第三MOS管M3的工作原理，下面僅對開關K處于閉合時放大器電路的非線性進行分析。對開關K處于開啟狀態的非線性的分析，可以結合上述對第二電阻R2的工作原理，此處不再贅述。
[0087]開關K處于閉合時，第一 MOS管Ml的襯底接地，所述放大器電路的非線性項包括:
[0088](I)第一 MOS 管 Ml 的跨導引起的非線性項0° g3*gml*Vin, g3〈0, gml>0 ；
[0089](II)第二 MOS管M2的跨導引起的非線性項gm3*gl/gml*Vin, gm3為第二 MOS管M2的三階跨導，gm3〈0，gl>0 ；
[0090](III)第三MOS管M3的跨導引起的非線性項gn3*gl/gnl*Vin，gnl為第三MOS管M3的線性跨導，gn3為第三MOS管M3的三階跨導，gn3>0，gnl>0。
[0091]在上述非線性項中，所述第一 MOS管Ml的跨導、第二 MOS管M2的跨導和第三MOS管M3的跨導均指柵源電壓引起的跨導。
[0092]雖然系數為負值的gm3數值較大，但是，本實施例引入了系數為正值的gn3，所以在整體上減小非線性項，從而提高放大器的線性度。
[0093]本實施例的MOS管組M所包含的MOS管的數量可以根據實際需要進行選擇，只要MOS管組M包括至少一個工作在飽和區的MOS管和至少一個工作在弱反型區的MOS管，就可以減小非線性度。
[0094]本領域技術人員可以根據實際需要，根據本實施例提供的技術方案，對MOS管組M內的MOS管的選擇合適的尺寸和柵極電壓，從而進一步減小三階跨導引起的非線性度，甚至可以做到完全抵消。
[0095]如圖3所示，本實施例所述的放大器電路還可以包括:第四電感L4。所述第四電感L4的第一端連接所述第二電容C2的第二端。
[0096]在圖3所示的放大器電路中，第四電感L4的第二端可以作為所述放大器電路的輸出端0UT，第二電容C2、第三電容C3和第四電感L4構成輸出匹配電路。
[0097]在第二電容C2、第三電容C3和第四電感L4構成的輸出匹配電路中，第二電容C2為隔直電容，第三電容C3可以調諧輸出諧振腔的中心頻率以達到輸出匹配的目的，第四電感L4可以將放大器電路的輸出阻抗變換到高阻抗以提供功率增益。
[0098]繼續參考圖3，所述放大器電路還可以包括:第三電阻R3。所述第三電阻R3的第一端連接所述放大器電路的輸出端0UT，所述第三電阻R3的第二端接地。
[0099]如圖4所示，本實施例所述的放大器電路也可以不包括第四電感L4，而包括:第四電容C4。所述第四電容C4的第一端連接所述第三電感L3的第二端，所述第四電容C4的第二端連接所述第二電容C2的第一端。
[0100]在圖4所示的放大器電路中，第二電容C2的第二端可以作為所述放大器電路的輸出端0UT，第二電容C2、第三電容C3和第四電容C4構成輸出匹配電路。
[0101]與圖3所示的電容不同的，在第二電容C2、第三電容C3和第四電容C4構成的輸出匹配電路中，第二電容C2可以將放大器電路的輸出阻抗變換為較高的阻抗以提高功率增益，第四電容C4可以控制輸出諧振腔的中心頻率，第三電容C3提供額外的高頻衰減以提高放大器電路在高頻強干擾情形下的線性度，同時有效的增強了高頻穩定性。
[0102]與第二電容C2、第三電容C3和第四電感L4構成的輸出匹配電路相比，第二電容C2、第三電容C3和第四電容C4構成的輸出匹配電路用第三電容C3代替了第四電感L4，節省了電路面積，并且在較高的工作頻率下，第二電容C2和第三電容C3組成了額外的對地低阻通路，有效的降低了高頻時的輸出阻抗，因而可以降低輸出三階交調項，從而提高放大器電路的線性度。
[0103]繼續參考圖4，所述放大器電路還可以包括:第三電阻R3。所述第三電阻R3的第一端連接所述放大器電路的輸出端0UT，所述第三電阻R3的第二端接地。
[0104]如圖5所示，所述放大器電路也可以同時包括第四電感L4和第四電容C4。
[0105]本發明實施例還提供一種上述放大器電路的控制電路，所述控制電路包括:切換單元。所述切換單元適于在所述輸入信號VIN的功率大于或等于功率閾值,或者輸入信號VIN中的干擾信號的功率大于或等于干擾功率閾值時，控制所述開關K處于開啟狀態。
[0106]所述切換單元還適于在所述輸入信號VIN的功率小于所述功率閾值，或者所述輸入信號VIN中的干擾信號的功率小于所述干擾功率閾值時，控制所述開關K處于閉合狀態。
[0107]當輸入信號VIN的功率大于功率閾值,或者輸入信號VIN中的干擾信號的功率大于干擾功率閾值時，說明放大器電路受到較大的帶外信號干擾，此時切換單元可以控制所述開關K處于開啟狀態，提高放大器電路的線性度。當輸入信號VIN的功率小于或等于功率閾值，或者輸入信號VIN中的干擾信號的功率小于或等于干擾功率閾值時,說明放大器電路未受到較大的帶外信號干擾，此時切換單元可以控制所述開關K處于閉合狀態，第一 MOS管的襯底直接接地，放大器電路切換到高增益的狀態，并且噪聲系數幾乎不變。這樣，既提高了放大器電路的線性度，又提高增益、減小了噪聲。
[0108]與之對應的，本發明實施例還提供一種上述放大器電路的控制方法，所述方法包括:在所述輸入信號的功率大于或等于功率閾值，或者所述輸入信號中的干擾信號的功率大于或等于干擾功率閾值時，控制所述開關處于開啟狀態。
[0109]所述方法還可以包括:在所述輸入信號的功率小于所述功率閾值，或者所述輸入信號中的干擾信號的功率小于所述干擾功率閾值時，控制所述開關處于閉合狀態。
[0110]雖然本發明披露如上，但本發明并非限定于此。任何本領域技術人員，在不脫離本發明的精神和范圍內，均可作各種更動與修改，因此本發明的保護范圍應當以權利要求所限定的范圍為準。
【權利要求】
1.一種放大器電路，其特征在于，包括:第一電容、第二電容、第三電容、第一電感、第二電感、第三電感、第一 MOS管、MOS管組、第一電阻、第二電阻和開關，所述MOS管組包括:第二 MOS管； 所述第一電容的第一端適于接收輸入信號，所述第一電容的第二端連接所述第一電感的第一端； 所述第一電感的第二端連接所述第一 MOS管的柵極； 所述第一 MOS管的源極連接所述第二電感的第一端，所述第一 MOS管的漏極連接所述第二 MOS管的源極，所述第一 MOS管的襯底連接第二電阻的第一端和開關的第一端； 所述第二 MOS管的漏極連接所述第三電感的第一端、第一電阻的第一端和第二電容的弟觸； 所述第二電容的第二端連接所述第三電容的第一端； 所述第三電感的第二端連接第一電阻的第二端和第三電容的第二端并適于輸入第一電壓； 所述第二電感的第二端、第二電阻的第二端和開關的第二端均適于輸入第二電壓； 所述第一 MOS管和第二 MOS管均工作在飽和區，所述第一電壓和第二電壓的電壓值不相等。
2.如權利要求1所述的放大器電路，其特征在于，所述第一MOS管為共源結構。
3.如權利要求1所述的放大器電路，其特征在于，所述MOS管組還包括:第三MOS管； 所述第三MOS管的源極連接所述第二 MOS管的源極，所述第三MOS管的漏極連接所述第二 MOS管的漏極； 所述第三MOS管工作在弱反型區。
4.如權利要求3所述的放大器電路，其特征在于，所述第二MOS管和第三MOS管均為共柵結構。
5.如權利要求1所述的放大器電路，其特征在于，還包括:第四電容； 所述第四電容的第一端連接所述第三電感的第二端，所述第四電容的第二端連接所述第二電容的第一端。
6.如權利要求1或5所述的放大器電路，其特征在于，還包括:第四電感； 所述第四電感的第一端連接所述第二電容的第二端。
7.—種權利要求1-6任一權利要求所述的放大器電路的控制電路，其特征在于，包括: 切換單元，適于在所述輸入信號的功率大于功率閾值，或者所述輸入信號中的干擾信號的功率大于干擾功率閾值時，控制所述開關處于開啟狀態。
8.如權利要求7所述的控制電路，其特征在于，所述切換單元還適于在所述輸入信號的功率小于或等于所述功率閾值，或者所述輸入信號中的干擾信號的功率小于或等于所述干擾功率閾值時，控制所述開關處于閉合狀態。
9.一種權利要求1-6任一權利要求所述的放大器電路的控制方法,其特征在于,包括: 在所述輸入信號的功率大于功率閾值，或者所述輸入信號中的干擾信號的功率大于干擾功率閾值時，控制所述開關處于開啟狀態。
10.如權利要求9所述的控制方法，其特征在于，還包括: 在所述輸入信號的功率小于或等于所述功率閾值，或者所述輸入信號中的干擾信號的功率小于 或等于所述干擾功率閾值時，控制所述開關處于閉合狀態。
【文檔編號】H03F1/32GK103618504SQ201310698945
【公開日】2014年3月5日 申請日期:2013年12月18日 優先權日:2013年12月18日
【發明者】王晗, 周竹瑾 申請人:上海艾為電子技術有限公司