Dc供電電路、振蕩器電路和用于產生dc供電信號的方法
【專利摘要】本發明涉及DC供電電路、振蕩器電路和用于產生DC供電信號的方法。一種DC供電電路包括：輸出，被配置為把DC供電信號提供給用于產生RF輸出信號的RF元件。另外，該DC供電電路包括：輸入，被配置為接收RF輸出信號。該DC供電電路被配置為基于接收的RF輸出信號產生DC供電信號。
【專利說明】DC供電電路、振蕩器電路和用于產生DC供電信號的方法
【技術領域】
[0001]本發明的實施例涉及一種DC供電電路。本發明的另外的實施例涉及一種包括RF元件的振蕩器電路。本發明的另外的實施例涉及一種用于產生DC供電信號的方法。
【背景技術】
[0002]常規發射器具有這樣的缺點:在這種發射器上需要多個不同的電壓域，這能夠導
致復雜而昂貴的功率管理。
[0003]因此，希望提供一種減少要由RF系統中的供給電壓調節器提供的所需的電壓域的數量的概念。
【發明內容】
[0004]本發明的實施例涉及一種DC供電電路，該DC供電電路包括:輸出，被配置為把DC供電信號提供給用于產生RF輸出信號的RF元件。另外，該DC供電電路包括:輸入，被配置為接收RF輸出信號。DC供電電路被配置為基于接收的RF輸出信號產生DC供電信號。
[0005]另外，本發明的另外的實施例涉及一種振蕩器電路，該振蕩器電路包括這種DC供電電路和RF元件，RF元件被配置為接收調諧信號并基于調諧信號提供RF輸出信號。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0006]將使用附圖詳細描述本發明的實施例，其中:
圖1示出根據本發明實施例的振蕩器電路，該振蕩器電路包括RF元件和根據本發明實施例的DC供電電路；
圖2示出包括三個不同電壓域的常規發射器；
圖3示出根據本發明實施例的發射器，該發射器包括根據本發明實施例的振蕩器電
路；
圖4a示出包括根據本發明實施例的DC供電電路的根據本發明實施例的振蕩器電路，該DC供電電路包括低壓降(low dropout)調節器；
圖4b示出在沒有連接到DC供電電路的另外的濾波器的情況下由圖4a中示出的DC供電電路產生的信號的仿真；
圖4c示出在另外的片上電容器連接到DC供電電路的情況下來自圖4b的信號的仿真；圖4d示出在另外的外部電容器連接到DC供電電路的情況下來自圖4b的信號的仿真；圖5a示出包括根據本發明另一實施例的DC供電電路的根據本發明另一實施例的振蕩器電路，該DC供電電路在它的輸出包括LC濾波器；
圖5b示出來自圖5a中的DC供電電路的LC濾波器的示例性實現方式；
圖5c示出在沒有連接到DC供電電路的另外的電容的情況下在來自圖5b的DC供電電路中產生的信號的仿真；
圖5d示出在另外的外部電容連接到來自圖5a的DC供電電路的情況下來自圖5c的DC信號的仿真；和
圖6示出根據本發明實施例的方法的流程圖。
【具體實施方式】
[0007]在使用附圖詳細描述本發明的實施例之前，要指出的是，相同的元件或在功能上相同的兀件被提供有相同的標號并且省略對具有相同標號的兀件的重復描述。
[0008]圖1示出根據本發明實施例的振蕩器電路100。振蕩器電路100包括根據本發明實施例的DC供電電路101。另外，振蕩器電路100包括RF元件103。DC供電電路101包括輸入105和輸出107。DC供電電路101的輸出107被配置為把DC供電信號109提供給用于產生RF輸出信號111的RF元件103。輸入105被配置為接收RF輸出信號111。
[0009]作為例子，產生的DC供電信號109能夠具有它的幅度的至多10%、5%或1%的波紋。
[0010]另外，DC供電電路101被配置為基于接收的RF輸出信號111產生DC供電信號109。提供給RF元件103的DC供電信號109由RF元件103使用以產生RF輸出信號111。通過具有連接在RF元件103的RF輸出113和RF元件103的DC供電輸入115之間的DC供電電路101，當與常規系統相比較時能夠節省供給電壓域(用于DC供電信號109)，因為從在振蕩器電路100中不論以何種方式產生的RF輸出信號111直接獲得DC供電信號109。
[0011]圖1示出振蕩器電路100的示例性實現方式，其中RF元件103包括電壓轉換器117和VCO 119(VC0-電壓控制振蕩器)。電壓轉換器117被配置為從DC供電電路101接收DC供電信號109。另外，RF元件103被配置為接收調諧信號121，RF元件103根據調諧信號121而提供RF輸出信號111。
[0012]作為例子，調諧信號121能夠由MCU 123 (MCU-微控制器單元)提供。替代地，調諧信號121能夠由ASIC或相頻檢測器(PFD)提供。MCU 123被配置為接收MCU供給信號125，MCU基于MCU供給信號125把調諧信號121提供給RF元件103。另外，VCO 119被配置為接收VCO供給信號127，VCO 119基于VCO供給信號127提供RF輸出信號111。作為例子，考慮位于第一電壓域(例如，1.2V)中的MCU供給信號125，調諧信號121局限于這個電壓域。因此，調諧信號121不能超過這個1.2V(或甚至不超過IV)。與此相比，VCO供給信號127能夠位于第二電壓域(例如，3.3V)中并且VCO 119的調諧輸入129甚至能夠高達6V。因此，如果現在調諧信號121將會被直接施加于VCO 119的調諧輸入129，則僅能夠使用用于產生RF輸出信號111的VCO 119的小的可用頻率范圍。
[0013]因此，電壓轉換器117在MCU 125和VCO 119的調諧輸入129之間切換。電壓轉換器117被配置為接收位于第一電壓域中的來自MCU 123的調諧信號121，并且被配置為把另一調諧信號131提供給VCO 119的調諧輸入129。電壓轉換器117被配置為基于DC供電信號109提供所述另一調諧信號131。另外，電壓轉換器117被配置為提供具有甚至比VCO供給信號127的最大電壓大的最大電壓的第三電壓域(第三電壓域在這個例子中能夠高達6V)中的另一調諧信號131。
[0014]因此，通過具有位于MCU 123和VCO 119之間的電壓轉換器117，能夠使用VCO119的全調諧范圍。
[0015]作為例子，電壓轉換器被配置為提供所述另一調諧信號131，以使所述另一調諧信號131跟隨調諧信號121的變化。[0016]另外，通過具有基于RF輸出信號111提供DC供電信號109的根據本發明實施例的DC供電電路101，當與常規系統相比較時能夠節省用于產生DC供電信號109的另外的電壓調節器，并且甚至節省完整的另外的供給電壓域，在常規系統中，對于每個供給電壓(用于MCU供電信號125、VCO供電信號127和DC供電信號109)，用另外的調節器或供給域。
[0017]圖2示出常規發射器的例子，其中對于RF前端、電平位移器或電荷泵和MCU/ASIC/PLL而言需要三個不同的電壓域。作為例子，考慮在40 nm CMOS中被提供1.2V的MCU。MCU上的DAC (數模轉換器)能夠被用于調諧RF前端芯片中的VC0。RF前端芯片(Tx)被提供
3.3V或2.5V，而它的Vtune端口能夠例如高達6V。由于MCU輸出不能超過IV，所以需要外部電平位移器以正確地驅動Vtune端口并且使用完整的可用的調諧電容或者略過沒用的調諧范圍的部分(例如，對于DC耦合變容二極管而言，從IV開始的調諧范圍能夠是有幫助的)。為了能夠調諧高達5V，電平位移器將會需要6V。這意味著:圖2中示出的常規系統將會在板上需要至少三個VCC域:1.2V、3.3V和6V。因此，功率管理能夠變得非常復雜而昂貴。總之，即使Tx需要較低供給電壓，VCO的變容二極管也能夠仍然需要較大電壓以使完整的調諧范圍可用。
[0018]與圖2相比，圖3示出利用圖1中示出的振蕩器電路100的根據本發明實施例的發射器300的實現方式。如在圖3中能夠看出，供給信號調節器301足以提供MCU供電信號125和VCO供電信號127，因為用于電壓轉換器117的DC供電信號109由DC供電電路101基于在振蕩器電路100中不論以何種方式產生的RF輸出信號111提供。
[0019]DC供電電路101能夠與RF元件103 —起在芯片上被實現為DC/DC轉換器。產生的DC供電信號109 (由DC供電電路101產生的電壓)能夠被用于驅動芯片上的電壓轉換器117。由于它的電流消耗不太大，所以與系統的復雜性相比，效率仍然能夠是小問題。另夕卜，通過使用快速fT (快速暫態)技術，DC供電電路101能夠工作于(例如)10 GHz，使得濾波更容易。
[0020]作為例子，電壓轉換器117包括用于基于接收的DC供電信號109把位于較低電壓域中的調諧信號121的電平轉換到所述另一調諧信號131的較高電壓域的電平位移器或電荷泵。
[0021]圖4a示出根據本發明另一實施例的振蕩器電路400，振蕩器電路400是圖1中的振蕩器電路100的示例性實現方式。振蕩器電路400包括RF元件103和DC供電電路401，DC供電電路401是圖1中示出的DC供電電路101的示例性實現方式。
[0022]DC供電電路401包括第一預定標器403、I/Q分頻器405和第二預定標器407。另夕卜，DC供電電路401包括第一放大器411a和第二放大器411b。另外，DC供電電路401包括第一整流二極管413a、第二整流二極管413b、第三整流二極管413c和第四整流二極管413d。
[0023]使用B7HF200工藝(以維持大的反向電壓)能夠實現整流二極管413a_413d的BC結。作為例子，整流二極管413a-413d能夠是聚合二極管。然而，也可使用NPN晶體管、PNP晶體管或MOS 二極管。
[0024]另外，DC供電電路401包括低壓降調節器(LD0)415。另外，DC供電電路401包括可選的內部電容417。
[0025]另外，振蕩器電路400包括輸出放大器419。DC供電電路401能夠可選地耦合到外部電容421。
[0026]已發現:毫米波長系統(24、77、86、94、122 GHz等)經常在它們的Tx中示出用于對基帶中的HF信號進行下轉換以用于頻率合成的分頻器鏈。這種分頻器鏈能夠包括第一預定標器403、I/Q分頻器405和第二預定標器407。作為例子，這使得能夠大約10 GHz的范圍中的頻率在這種系統中可用。
[0027]已發現:這些產生的頻率信號能夠被整流并用作用于產生用于RF元件103的DC供電信號109的基準。
[0028]第一預定標器403被配置為接收RF輸出信號111并把RF輸出信號111的頻率除以第一分頻器值以獲得第一預定標器輸出信號423。I/Q分頻器405被配置為接收第一預定標器輸出信號423并提供第一分頻器輸出信號425a(例如，同相信號425a)和第二分頻器輸出信號425b (例如，正交信號425b)。第一分頻器輸出信號425a和第二分頻器輸出信號425b之間的相差是90°。
[0029]第一分頻器輸出信號425a被提供給第一放大器411a,并且第二分頻器輸出信號425b被提供給第二放大器411b。
[0030]第一放大器411a被配置為基于接收的第一分頻器輸出信號425a提供第一振蕩器信號427a和第二振蕩器信號427b。第一振蕩器信號427a和第二振蕩器信號427b具有180°的相差。另外，第二放大器411b被配置為基于第二分頻器輸出信號425b提供第三振蕩器信號427c和第四振蕩器信號427d。第三振蕩器信號427c和第四振蕩器信號427d之間的相差是180°。因為第一分頻器輸出信號425a和第二分頻器輸出信號425b具有90°的相差，所以第一振蕩器信號427a和第三振蕩器信號427c具有90°的相差,并且第一振蕩器信號427a和第四振蕩器信號427d具有270°的相差。
[0031]第一放大器411a和第二放大器411b能夠是差分放大器。另外,第一分頻器輸出信號425a和第二分頻器輸出信號425b能夠是差分信號。
[0032]I/Q分頻器405提供分頻器輸出信號425a、425b，以使它們具有50%的占空比。
[0033]如下面將所述，DC供電電路401被配置為基于四個振蕩器信號427a_427d提供DC供電信號109。
[0034]由于分頻器輸出信號425a、425b由I/Q分頻器405產生并且假設它基于觸發器(例如，包括第一鎖存器429a和第二鎖存器42%)，所以所有的四個相位可用(0°、90°、180°、270° )。這些四個相位能夠幫助減小輸出DC電平上的波紋。另外，分頻器輸出信號425a、425b被用于驅動兩個放大器或緩沖器411a、411b處于飽和，這可產生大量諧波。但這對于在示出ft，fmax>>10 GHz的技術工藝中實現的芯片而言不是問題。
[0035]振蕩器信號427a被提供給第一整流二極管413a(的陽極或輸入)，第二振蕩器信號427b被提供給第二整流二極管413b (的陽極或輸入)，第三振蕩器信號427c被提供給第三整流二極管413c (的陽極或輸入)，并且第四振蕩器信號427d被提供給第四整流二極管413d (的陽極或輸入)。
[0036]整流二極管413a_413d的陰極(或輸出)連接到共同重疊節點431，在共同重疊節點431，振蕩器信號427a-427d的整流版本重疊以獲得組合信號433。組合信號433能夠被進一步濾波以獲得DC供電信號109。
[0037]在圖4a中示出的例子中，組合信號433被提供給低壓降調節器415，低壓降調節器415被配置為基于組合信號433提供DC供電信號109。LDO 415具有兩個主要功能，第一，LDO 415能夠減小組合信號433的波紋，或者換句話說，LDO 415能夠執行組合信號433的平滑以獲得供電信號109。另外，LDO 415能夠被配置為降低組合信號433的電壓以獲得DC供電信號109。
[0038]另外，如從圖4a能夠看出，振蕩器電路400能夠包括(可選的)片上電容417，片上電容417連接在重疊節點431和振蕩器電路400的地電勢端子之間。另外，重疊節點431能夠另外或替代地耦合到連接在重疊節點431和振蕩器電路400的地電勢端子之間的(可選的)外部電容421。
[0039]LDO 415以及電容417和421能夠被用于降低DC供電信號109的波紋，因為如果未正確濾波，則在DC供電電路401的輸出107的波紋能夠影響VCO 119的抖動和單邊帶相位噪聲。然而，如果根據本發明的一些實施例不使用LDO 415并且組合信號433被作為DC供電信號109直接提供給RF元件103以便為(例如，電壓轉換器117的)運算放大器供電，則這仍然不是問題，因為電壓轉換器117中的這種運算放大器的帶寬能夠被選擇為遠低于由DC供電電路401產生的雜波。
[0040]因此，根據本發明的一些實施例，LDO 415可被省略，并且組合信號433可被直接提供給RF元件103。
[0041]總之，來自功率放大器411a、411b的差分I/Q信號427a_427d耦合到用作整流器的二極管413a-413d。二極管413a_413d的使用相對于使用變壓器而言具有這樣的優點:不發生能夠降低效率的損失。
[0042]在振蕩器電路400啟動時，VCO 119將會開始振蕩。即使頻率不是正好10 GHz，這也不是問題，因為振蕩器電路400是寬帶的，并且振蕩器信號427a-427d之間的相位對準由異步I/Q分頻器405保證。
[0043]作為例子，振蕩器信號427a_427d能夠被視為LO信號。第一振蕩器信號427a能夠是LOI信號，并且第二振蕩器信號427b能夠是LOIX信號。第三振蕩器信號427c能夠是LOQ信號，并且第四振蕩器信號427d能夠是LOQX信號。
[0044]根據本發明的另外的實施例，四個振蕩器信號427a_427d的頻率相同(至少在振蕩器信號427a-427d之一的頻率的±1%的公差范圍中)。
[0045]另外，I/Q分頻器405能夠被配置為提供分頻器輸出信號425a、425b作為數字信號。
[0046]另外，發射信號111的頻率能夠(根據調諧信號121)改變。然而，預定標器403能夠被配置為提供第一預定標器輸出信號423，以使得對于RF輸出信號111的不同頻率，第一預定標器輸出信號423的頻率保持恒定。
[0047]因此，DC供電電路401被配置為提供多個振蕩器信號427a_427d，以使得對于接收的RF輸出信號111的不同頻率，所述多個振蕩器信號427a-427d的頻率保持恒定。
[0048]通過獨立于RF輸出信號111的頻率使振蕩器信號427a_427d的頻率保持恒定，能夠獨立于RF輸出信號111的頻率選擇用于對振蕩器信號427a-427d和/或組合信號433進行濾波的濾波器，并且該濾波器(僅)取決于振蕩器信號427a-427d的(固定)頻率。總之，RF元件103被配置為接收調諧信號121并基于調諧信號121以及基于DC供電信號109提供RF輸出信號111。電壓轉換器117 (電壓轉換器117能夠是電平位移器或電荷泵或者電壓轉換器117能夠至少包括電平位移器或電荷泵)被配置為從DC供電電路401接收DC供電信號109并基于DC供電信號109和調諧信號121把所述另一調諧信號131提供給電壓控制振蕩器119。電壓控制振蕩器119被配置為提供RF輸出信號111并且基于接收的另一調諧信號131調整RF輸出信號111的頻率。
[0049]調諧信號121的電壓范圍通常小于所述另一調諧信號131的電壓范圍。作為例子，調諧信號121的電壓范圍可以為從OV到IV，其中所述另一調諧信號131的電壓范圍能夠為從OV到6V。因此，能夠充分利用電壓控制振蕩器119的調諧范圍。
[0050]作為例子，所述另一調諧信號131的最大電壓能夠大于調諧信號121的最大電壓。
[0051]另外，電壓控制振蕩器119能夠被配置為接收不同于由DC供電電路401提供的DC供電信號109的另一供電信號(VC0供給信號127)。
[0052]另外，DC供電電路401和RF元件103能夠被集成在相同的半導體基底上(同一芯片上)。
[0053]另外，可選的輸出放大器419被配置為接收RF輸出信號111并提供RF輸出信號111的放大版本435。根據本發明的另外的實施例，這個輸出放大器419可被省略。
[0054]另外，第二預定標器407能夠被配置為基于第一預定標器輸出信號423和/或分頻器輸出信號425a-425b中的至少一個提供第二預定標器輸出信號437。這種第二預定標器輸出信號437能夠被提供給例如PLL(PLL —鎖相環)。
[0055]放大器411a、411b能夠是高速高壓裝置。
[0056]另外，放大器411a、411b、整流二極管413a_413d和LDO 415能夠形成DC供電電路401的DC/DC轉換器，該DC/DC轉換器被配置為基于分頻器輸出信號425a、425b (分頻器輸出信號425a、425b能夠是具有預定偏移的AC信號，以使它們在地電勢和I/Q分頻器405的最大供給電勢之間交替變化)獲得DC供電信號109。
[0057]圖4b示出針對沒有濾波器連接到重疊節點431的情況(針對電容421、417被省略的情況)的DC供電信號109和四個振蕩器信號427a-427d的仿真。
[0058]能夠看出，能夠實現大約300mV的DC供電信號109的波紋。另外，由于所有四個相位可用并且在圖4b的例子中振蕩器信號427a-427d具有10 GHz的頻率，所以如果每件事被對準，則第一雜波在40 GHz0 40 GHz能夠被非常容易而便宜地濾除。在任何情況下，由于40 GHz遠超過任何運算放大器帶寬，所以它將會被電壓轉換器117自身的運算放大器濾除。因此，在VCO 119的Vtune端口(調諧輸入129)不應看見雜波。甚至在這種情況下，它將會出現在不感興趣的偏移。
[0059]圖4c示出與圖4b中相同的信號的仿真，不同之處在于，內部電容器417連接到重疊節點431并具有17.5pF的電容。如在圖4d中能夠清楚地看出，這些17.5pF已經足以抑制基頻并減少40 GHz信號。因此，所得到的DC供電信號109的波紋僅為大約3.6mV。
[0060]圖4d示出與圖4b和圖4c中相同的仿真示圖，不同之處在于，未使用內部電容，而是外部電容421連接到重疊節點431 (例如，具有I μ F的電容)。在這種情況下，能夠實現僅大約63nV的DC供電信號109的波紋。
[0061]如果LDO 415由合適的LC濾波器取代，則如結合圖5d所示，能夠進一步提高這種性能。
[0062]圖5a示出包括根據本發明另一實施例的DC供電電路501的根據本發明另一實施例的振蕩器電路500。振蕩器電路500是圖1中示出的振蕩器電路100的另一示例性實現方式。振蕩器電路500與圖4a中的振蕩器電路400的不同之處在于，在它的DC供電電路501中(因此，在它的DC/DC轉換器中)，LDO 415已由LC濾波器503或輸出濾波器503取代。
[0063]DC供電電路501是圖1中示出的DC供電電路101的另一示例性實現方式，如已經所描述，DC供電電路501與DC供電電路401的不同之處在于，LDO 415已由LC濾波器503取代。因此，LC濾波器503在重疊節點431接收組合信號433，并執行組合信號433的濾波以在LC濾波器503的輸出提供DC供電信號109。
[0064]由于供電電路501以非常高的頻率(例如，以10 GHz)運行，所以供電電路501能夠與LC濾波器503 —起被放置在相同的芯片上(相同的半導體基底上)。
[0065]另外，DC供電電路501包括:第一低通濾波器505a,稱合在第一整流二極管413a的陰極和重疊節點431之間；第二低通濾波器505b，耦合在第二整流二極管413b的陰極和重疊節點431之間；第三低通濾波器505c，耦合在第三整流二極管413c的陰極和重疊節點431之間；和第四低通濾波器505d，耦合在第四整流二極管413d的陰極和重疊節點431之間。
[0066]雖然未在圖4a中示出的DC供電電路401中實現圖5a中示出的低通濾波器505a-505d，但根據另外的實施例，也可在DC供電電路401中實現低通濾波器505a_505d。
[0067]低通濾波器505a_505d還改善振蕩器信號427a_427d的波紋，因此改善所得到的DC供電信號109的波紋。
[0068]雖然在圖5a中示出的例子中低通濾波器505a_505d是LC濾波器，但也可以是使用RC濾波器的實現方式。然而，使用LC濾波器的實現方式具有較低損失的優點。如已經所描述，在芯片上實現感應性不是問題，因為DC供電電路501以非常高的頻率(例如，10GHz)運行。
[0069]另外，DC供電電路501包括--第一阻抗兀件507a,稱合在第一放大器411a的第一輸出和第一整流二極管413a的陽極之間；第二阻抗元件507b，耦合在第一放大器411a的第二輸出和第二整流二極管413b的陽極之間；第三阻抗元件507c，耦合在第二放大器411b的第一輸出和第三整流二極管413c的陽極之間；和第四阻抗元件507d，耦合在第二放大器411b的第二輸出和第四整流二極管413d的陽極之間。
[0070]另外，DC供電電路501包括:第五阻抗元件509a，耦合在第一整流二極管413a的陽極和DC供電電路501的地電勢端子之間；第六阻抗元件50%，耦合在第二整流二極管413b的陽極和地電勢端子之間；第七阻抗元件509c，耦合在第三整流二極管413c的陽極和地電勢端子之間；和第八阻抗元件509d，耦合在第四整流二極管413d的陽極和地電勢端子之間。
[0071]每個阻抗元件507a-507d、509a_509d具有傳輸線特性。這些具有傳輸線特性的阻抗元件507a-507d、509a-509d被用于與整流二極管413a_413d匹配和信號峰化。
[0072]雖然在圖5a中示出的例子中未示出內部電容417，但根據本發明的另外的實施例，DC供電電路501還能夠包括連接在重疊節點431和DC供電電路501的地電勢端子之間的這種內部電容417。
[0073]圖5b示出LC濾波器503的示例性實現方式。另外，在圖5b中，示出耦合到整流二極管413a-413d的陽極的傳輸線的另一示例性實現方式。在圖5b中示出的例子中，替代于具有耦合在整流二極管413a-413d的陽極和地電勢端子之間的阻抗元件509a_509d，DC供電電路501包括第一 AC稱合阻抗元件511a和第二 AC稱合阻抗兀件511b。
[0074]第一 AC耦合阻抗元件511a被AC耦合在第一整流二極管413a的陽極和第二整流二極管413b的陽極之間。因此，第一阻抗元件511a被AC耦合在由第一放大器411a以第一振蕩器信號427a和第二振蕩器信號427b的形式提供的差分振蕩器信號之間。
[0075]另外，第二 AC耦合阻抗元件511b被AC耦合在第三整流二極管413c的陽極和第四整流二極管413d的陽極之間。因此，第二 AC耦合阻抗元件511b被AC耦合在由第二放大器411b以第三振蕩器信號427c和第四振蕩器信號427d的形式提供的差分振蕩器信號之間。
[0076]在差分振蕩器信號之間的AC耦合阻抗元件511a、511b能夠進一步改善所得到的DC供電信號109的波紋。AC耦合阻抗元件511a-511b具有傳輸線特性。能夠選擇這種傳輸線特性，以使其與具有擁有作為振蕩器信號427a-427d的頻率的整數倍(例如，振蕩器信號427a-427d的頻率的4倍)的頻率的信號的波長的一半的長度的傳輸線的特性相同。在圖5b中示出的例子中，選擇AC耦合阻抗元件511a、511b，以使它們的傳輸線特性與具有擁有40 GHz的頻率的信號的波長的一半的長度的傳輸線相同。如果針對振蕩器信號427a-427d的10 GHz的頻率對準每件事，則這個40 GHz是發生第一雜波的頻率。因此，選擇AC耦合阻抗元件511a-511b以減少不需要的雜波。
[0077]在下面，將更詳細地描述LC濾波器503。
[0078]如從圖5b能夠看出，LC濾波器503包括第一低通濾波器513a、第二低通濾波器513b和第三低通濾波器513c的串聯連接。然而，根據本發明的另外的實施例，LC濾波器503可包括這種低通濾波器中的至少一個。低通濾波器513a-513c中的每一個由具有傳輸線特性的阻抗元件實現。
[0079]選擇阻抗元件513a_513c，以使它們的傳輸線特性中的每一個傳輸線特性與具有擁有作為振蕩器信號427a-427d的頻率的四倍的頻率的信號的波長的四分之一的長度的傳輸線的特性相同。作為例子，第一低通濾波器513a或第一阻抗元件513a具有與具有在40 GHz的Λ/4的長度的傳輸線的特性相同的傳輸線特性。第二低通濾波器513b或第二阻抗元件513b具有與具有在80 GHz的Λ/4的長度的傳輸線的特性相同的傳輸線特性。第三低通濾波器513c或第三阻抗元件513c具有與具有在160 GHz的Λ/4的長度的傳輸線的特性相同的傳輸線特性。
[0080]總之，輸出濾波器503包括I禹合在輸出濾波器503的輸入和輸出之間的所述多個阻抗元件513a-513c的串聯連接。每個阻抗元件513a_513c具有與具有擁有作為振蕩器信號427a-427d的頻率的2n倍的頻率的信號的波長的四分之一的長度的傳輸線的特性相同的傳輸線特性，其中n=2，3，4，…，N。選擇n，以使它針對輸出濾波器503的不同阻抗元件513a-513c而目是不同的。
[0081]圖5d示出與圖4b_4d相同的信號的仿真，但使用如圖5b中所示的DC供電電路501的實現方式并具有另外的15pF的內部電容417。由于振蕩器信號127a_127d的四個相位存在于DC供電電路501中并且信號在10 GHz運行，所以如果每件事被對準，則第一雜波在40 GHz0由于LC濾波器503，DC供電信號109的波紋僅為5 μ V。另外，40 GHz遠高于能夠在用于電平位移的電壓轉換器117中使用的任何運算放大器帶寬。因此，40 GHz被電壓轉換器117自身中的運算放大器濾除，并且不存在于VCO 119的調諧輸入129。因此，能夠避免用于提供DC供電信號109的另外的LDO或調節器。
[0082]圖5d示出與圖5c中相同的信號的仿真，但具有連接到重疊節點431的I μ F外部電容421。這個I μ F外部電容421與LC濾波器503 —起把DC供電信號109上的波紋(或噪聲)減小到僅12pV。
[0083]尤其當與在沒有LC濾波器503的情況下使用外部電容器421的圖5c相比時，能夠看出，通過結合外部電容器421使用LC濾波器503，能夠達到好得多的性能。
[0084]總之，本發明的實施例使芯片上的電壓域可用，這能夠使VCO 119的調諧輸入129高于VCO 119的供給電壓和MCU 123的供給電壓。
[0085]特別地，下一代發射器RF/HF域將會以低功耗作為目標。典型地，低功耗與低電壓供給一起進行。因此，還考慮到納米級CMOS技術中的下一代MCU/ASIC，不破壞調節器和單個系統需要提供的供給電壓域將會是有幫助的。由本發明的實施例實現這一點，因為基于由VCO 119提供的RF輸出信號111產生DC供電信號109 (DC供電信號109用于使來自MCU123的低電壓域的調諧信號121變為在VCO 119的調諧輸入129需要的高電壓域)。另外，已發現:幾個元件(比如第一預定標器403和I/Q分頻器405)已經可用于典型振蕩器系統中。因此，通過使用振蕩器電路中的這些已經可用的單元，能夠使基于RF輸出信號111獲得DC供電信號109所需的另外的電路盡可能少。
[0086]總之，本發明的一些實施例提供一種具有片上DC/DC轉換器的發射器，該片上DC/DC轉換器被配置為基于產生的RF輸出信號111獲得用于產生RF輸出信號111的RF元件103的DC供電信號109。
[0087]圖6示出根據本發明實施例的方法600的流程圖。
[0088]用于產生DC供電信號的方法600包括接收RF輸出信號的步驟601。
[0089]另外，方法600包括基于RF輸出信號產生DC供電信號的步驟603。
[0090]另外，這個方法600包括把DC供電信號提供給用于產生RF輸出信號的RF元件的步驟605。
[0091]方法600可由根據本發明實施例的任何DC供電電路或振蕩器電路執行。
[0092]可通過在這里針對設備描述的任何特征和功能對方法600進行補充，并且可使用設備的硬件部件實現方法600。
[0093]雖然已在設備的情況下描述一些方面，但清楚的是，這些方面也代表對應方法的描述，其中方框或裝置對應于方法步驟或方法步驟的特征。類似地，在方法步驟的情況下描述的各方面也代表對應設備的對應方框或項目或特征的描述。方法步驟中的一些或全部可由(或使用)硬件設備(比如例如，微處理器、可編程計算機或電子電路)執行。在一些例子中，最重要的方法步驟中的某一個或更多的方法步驟可由這種設備執行。
[0094]根據某些實現要求，例子能夠被實現為硬件或軟件。該實現方式能夠使用其上存儲了電子可讀控制信號的數字存儲介質(例如，軟盤、DVD、藍光、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或閃存)來執行，其與可編程計算機系統協作(或者能夠與可編程計算機系統協作)從而執行相應的方法。因此，該數字存儲介質可以是計算機可讀的。
[0095]一些例子包括一種具有電子可讀控制信號的數據載體，電子可讀控制信號能夠與可編程計算機系統協作從而執行本文描述的方法之一。
[0096]通常，例子能夠實現為一種具有程序代碼的計算機程序產品，當計算機程序產品在計算機上運行時，程序代碼可操作用于執行方法之一。程序代碼可例如存儲在機器可讀載體上。
[0097]其它例子包括存儲在機器可讀載體上的用于執行本文描述的方法之一的計算機程序。
[0098]換句話說，示例性方法的實現方式因此是一種具有程序代碼的計算機程序，當計算機程序在計算機上運行時，程序代碼用于執行本文描述的方法之一。
[0099]示例性方法的另一實現方式因此是一種數據載體(或數字存儲介質或計算機可讀介質)，該數據載體(或數字存儲介質或計算機可讀介質)包括記錄在它上面的用于執行本文描述的方法之一的計算機程序。該數據載體、數字存儲介質或記錄介質通常是有形的和/或非暫態的。
[0100]示例性方法的另一實現方式因此是一種代表用于執行本文描述的方法之一的計算機程序的數據流或信號序列。所述數據流或信號序列可例如配置為經數據通信連接(例如，經互聯網)傳輸。
[0101]另一例子包括一種配置為或適應于執行本文描述的方法之一的處理裝置，例如計算機或可編程邏輯裝置。
[0102]另一例子包括一種計算機，該計算機在它上面安裝了用于執行本文描述的方法之一的計算機程序。
[0103]另一例子包括一種配置為把用于執行本文描述的方法之一的計算機程序傳輸(例如，以電子方式或者以光學方式)到接收器的設備或系統。接收器可例如是計算機、移動裝置、存儲裝置等。該設備或系統可例如包括用于把計算機程序傳輸到接收器的文件服務器。
[0104]在一些例子中，可編程邏輯裝置(例如，現場可編程門陣列)可用于執行本文描述的方法的一些或全部功能。在一些例子中，現場可編程門陣列可與微處理器協作以便執行本文描述的方法之一。通常，方法優選地由任何硬件設備執行。
[0105]上述例子僅是說明性的。應該理解，本文描述的裝置和細節的修改和變化對于本領域技術人員而言將會是清楚的。因此，意圖是僅由待決的專利權利要求的范圍限制而非由經由本文的例子的描述和解釋而給出的特定細節限制。
[0106]雖然每個權利要求僅回引了一個權利要求，但本公開還覆蓋權利要求的任何可想到的組合。
【權利要求】
1.一種DC供電電路,包括: 輸出，被配置為把DC供電信號提供給用于產生RF輸出信號的RF元件；和 輸入，被配置為接收RF輸出信號； 其中所述DC供電電路被配置為基于接收的RF輸出信號產生DC供電信號。
2.根據權利要求1所述的DC供電電路， 其中所述DC供電電路被配置為基于接收的RF輸出信號提供多個振蕩器信號； 其中所述多個振蕩器信號中的不同振蕩器信號具有不同的相位；以及 其中DC供電電路被配置為基于所述多個振蕩器信號產生DC供電信號。
3.根據權利要求1所述的DC供電電路，其中所述DC供電電路被配置為基于接收的RF輸出信號提供第一振蕩器信號、相對于第一振蕩器信號具有180°的相差的第二振蕩器信號、相對于第一振蕩器信號具有90°的相差的第三振蕩器信號和相對于第一振蕩器信號具有270°的相差的第四振蕩器信號。
4.根據權利要求2所述的DC供電電路，其中所述DC供電電路被配置為基于所述多個振蕩器信號的組合產生DC供電信號。
5.根據權利要求2所述的DC供電電路，還包括: 第一放大器，第一放大器包括用于提供所述多個振蕩器信號中的第一振蕩器信號的第一放大器輸出和用于提供所述多個振蕩器信號中的第二振蕩器信號的第二放大器輸出，第二振蕩器信號相對于第一振蕩器信號具有180°的相差； 其中所述DC供電電路還包括具有傳輸線特性的阻抗元件，阻抗元件耦合在第一放大器輸出和第二放大器輸出之間。
6.根據權利要求5所述的DC供電電路,其中選擇f禹合在第一放大器輸出和第二放大器輸出之間的阻抗元件，以使它的傳輸線特性與具有擁有作為第一振蕩器信號或第二振蕩器信號的頻率的整數倍的頻率的信號的波長的一半的長度的傳輸線的特性相同。
7.根據權利要求2所述的DC供電電路，還包括: 多個整流二極管，其中每個整流二極管被配置為在它的輸入接收所述多個振蕩器信號之一并在它的輸出提供在它的輸入接收的振蕩器信號的整流版本； 其中所述DC供電電路被配置，以使DC供電信號基于在整流二極管的輸出提供的振蕩器信號的整流版本的重疊。
8.根據權利要求7所述的DC供電電路，還包括: 至少一個濾波器元件，耦合在整流二極管之一的輸出和振蕩器信號的整流版本重疊所在的重疊節點之間。
9.根據權利要求2所述的DC供電電路， 其中所述DC供電電路被配置為基于所述多個振蕩器信號產生組合信號；以及 其中所述DC供電電路還包括輸出濾波器，輸出濾波器具有擁有傳輸線特性的至少一個阻抗元件，輸出濾波器被配置為在輸入接收組合信號并基于接收的組合信號在輸出提供DC供電信號。
10.根據權利要求9所述的DC供電電路，其中選擇輸出濾波器的阻抗元件，以使阻抗元件的傳輸線特性與具有擁有作為所述多個振蕩器信號中的一個振蕩器信號的頻率的整數倍的頻率的信號的波長的四分之一的長度的傳輸線的特性相同。
11.根據權利要求3所述的DC供電電路，其中所述DC供電電路被配置為提供第一振蕩器信號、第二振蕩器信號、第三振蕩器信號和第四振蕩器信號，以使它們具有相同的頻率。
12.根據權利要求11所述的DC供電電路，其中所述DC供電電路被配置為基于第一振蕩器信號、第二振蕩器信號、第三振蕩器信號和第四振蕩器信號產生組合信號；以及 其中DC供電電路包括輸出濾波器，輸出濾波器被配置為在它的輸入接收組合信號并在它的輸出提供DC供電信號。
13.根據權利要求12所述的DC供電電路，其中所述輸出濾波器包括具有傳輸線特性的阻抗元件，該傳輸線特性與具有擁有振蕩器信號的頻率的四倍的頻率的信號的波長的四分之一的長度的傳輸線的特性相同。
14.根據權利要求12所述的DC供電電路， 其中所述輸出濾波器包括耦合在輸出濾波器的輸入和輸出之間的多個阻抗元件的串聯連接； 其中每個阻抗元件具有與具有擁有作為第一振蕩器信號、第二振蕩器信號、第三振蕩器信號和第四振蕩器信號的頻率的2"倍的頻率的信號的波長的四分之一的長度的傳輸線的特性相同的傳輸線特性，其中n=2, 3，4，…，N ;以及 其中針對輸出濾波器的不同阻抗元件，n是不同的。
15.根據權利要求2所述的DC供電電路，其中所述DC供電電路被配置為提供所述多個振蕩器信號，以使得對于接收的RF輸出信號的不同頻率，所述多個振蕩器信號中的至少一個振蕩器信號的頻率保持恒定。
16.根據權利要求1所述的DC供電電路，還包括: 第一預定標器，被配置為對接收的RF輸出信號的頻率進行定標以獲得第一預定標器輸出信號，對于接收的RF輸出信號的不同頻率，第一預定標器輸出信號的頻率保持恒定；以及 其中所述DC供電電路被配置為基于第一預定標器輸出信號產生DC供電信號。
17.根據權利要求16所述的DC供電電路，還包括: I/Q分頻器，被配置為基于第一預定標器輸出信號提供第一分頻器輸出信號和第二分頻器輸出信號，其中第一分頻器輸出信號和第二分頻器輸出信號之間的相差是90° ;以及 其中所述DC供電電路被配置為基于第一分頻器輸出信號和第二分頻器輸出信號產生DC供電信號。
18.根據權利要求17所述的DC供電電路， 其中所述I/Q分頻器至少包括用于提供第一分頻器輸出信號和第二分頻器輸出信號的第一鎖存器和第二鎖存器；以及 其中I/Q分頻器被配置為提供第一分頻器輸出信號和第二分頻器輸出信號作為數字信號。
19.根據權利要求17所述的DC供電電路，還包括: 第一放大器，用于接收第一分頻器輸出信號并且用于基于接收的第一分頻器輸出信號提供第一振蕩器信號和第二振蕩器信號，其中第一振蕩器信號和第二振蕩器信號之間的相差是180° ;和 第二放大器，用于接收第二分頻器輸出信號并且用于基于接收的第二分頻器輸出信號提供第三振蕩器信號和第四振蕩器信號，其中第三振蕩器信號和第四振蕩器信號之間的相差是180°。
20.根據權利要求2所述的DC供電電路， 其中所述DC供電電路被配置為基于所述多個振蕩器信號產生組合信號；以及其中DC供電電路還包括低壓降調節器，低壓降調節器被配置為基于組合信號提供DC供電信號。
21.—種振蕩器電路,包括: RF元件，被配置為接收調諧信號并基于調諧信號提供RF輸出信號；和 DC供電電路，包括: 輸出，被配置為把DC供電信號提供給用于產生RF輸出信號的RF元件；和 輸入，被配置為接收RF輸出信號；和 其中所述DC供電電路被配置為基于接收的RF輸出信號產生DC供電信號。
22.根據權利要求21所述的振蕩器電路， 其中所述RF元件包括電壓轉換器和電壓控制振蕩器； 其中電壓轉換器被配置為從DC供電電路接收DC供電信號并基于DC供電信號和調諧信號把另一調諧信號提供給電壓控制振蕩器；以及 其中電壓控制振蕩器被配置為提供RF輸出信號并且基于接收的另一調諧信號調整RF輸出信號的頻率。
23.根據權利要求22所述的振蕩器電路，其中所述調諧信號的電壓范圍小于所述另一調諧信號的電壓范圍。
24.根據權利要求21所述的振蕩器電路，其中所述電壓控制振蕩器被配置為接收不同于由DC供電電路提供的DC供電信號的VCO供電信號。
25.根據權利要求21所述的振蕩器電路，其中所述DC供電電路和RF元件被集成在相同的半導體基底上。
26.—種振蕩器電路,包括: RF元件,包括: 電壓轉換器和電壓控制振蕩器； 其中電壓轉換器被配置為接收位于相對較低的電壓域中的調諧信號和DC供電信號并基于接收的調諧信號和接收的DC供電信號提供位于相對較高的電壓域中的另一調諧信號; 其中電壓控制振蕩器被配置為接收所述另一調諧信號，提供RF輸出信號并且根據接收的另一調諧信號的電壓改變RF輸出信號的頻率； DC供電電路，包括: 輸出，被配置為把DC供電信號提供給RF元件； 輸入，被配置為接收RF輸出信號；和 輸出濾波器； 其中所述DC供電電路被配置為基于接收的RF輸出信號提供第一振蕩器信號、相對于第一振蕩器信號具有180°的相差的第二振蕩器信號、相對于第一振蕩器信號具有90°的相差的第三振蕩器信號和相對于第一振蕩器信號具有270°的相差的第四振蕩器信號；其中DC供電電路被配置為提供第一振蕩器信號、第二振蕩器信號、第三振蕩器信號和第四振蕩器信號，以使第一振蕩器信號、第二振蕩器信號、第三振蕩器信號和第四振蕩器信號具有相同的頻率； 其中DC供電電路被配置為基于第一振蕩器信號、第二振蕩器信號、第三振蕩器信號和第四振蕩器信號的重疊產生組合信號； 其中輸出濾波器被配置為在它的輸入接收組合信號并在它的輸出提供DC供電信號； 其中輸出濾波器包括耦合在輸出濾波器的輸入和輸出之間的多個阻抗元件的串聯連接; 其中所述多個阻抗元件中的每個阻抗元件具有與具有擁有作為第一振蕩器信號、第二振蕩器信號、第三振蕩器信號和第四振蕩器信號的頻率的2"倍的頻率的信號的波長的四分之一的長度的傳輸線的特性相同的傳輸線特性，其中n=2，3,4, ".，Ν;以及其中針對輸出濾波器的不同阻抗元件，η是不同的。
27.一種用于產生DC供電信號的設備，該設備包括: 輸出，被配置為把DC供電信號提供給用于產生RF輸出信號的RF元件；和 輸入，被配置為接收RF輸出信號；以及 其中所述設備被配置為基于接收的RF輸出信號產生DC供電信號。
28.一種用于產生DC供電信號的方法， 該方法包括: 接收RF輸出信號； 基于RF輸出信號產生DC供電信號；以及 把DC供電信號提供給用于產生RF輸出信號的RF元件。
【文檔編號】H03L7/099GK103684442SQ201310417065
【公開日】2014年3月26日 申請日期:2013年9月13日 優先權日:2012年9月14日
【發明者】W.巴卡爾斯基, H.克納普, S.特羅塔 申請人:英飛凌科技股份有限公司